Ich hatte wirklich gehofft, mit der Stimmung "Russland - im Halbfinale" zu veröffentlichen, aber ein bisschen war nicht genug. Obwohl für mich immer der Charakter höher war als das Ergebnis und der Charakter, den ich sah. Danke Jungs. Wir verbessern uns weiter, was wir können. Sie sind im Fußball, wir sind im Design von Leiterplatten. Lass uns gehen, der sechste Teil. Es untersucht die Auswirkung von Leitungsverlusten auf die Signalflankendauer, liefert ein Modell für das Übersprechen und gibt Empfehlungen zu deren Reduzierung.
In einem
früheren Artikel wurde gezeigt, dass Linieninkonsistenz zu Reflexionen und Signalverzerrungen führt. Bei allen Anpassungsverfahren muss sichergestellt werden, dass die Impedanzen der Last und / oder Quelle der Wellenimpedanz der Signalleitung entsprechen. Daraus folgt, dass es unmöglich ist, eine genaue Übereinstimmung sicherzustellen, wenn die Lastimpedanz instabil ist und von einem Parameter abhängt. Beispielsweise ist die Eingangskaskade von Logikelementen immer durch eine äquivalente Eingangskapazität (normalerweise Einheiten von Picofarad) gekennzeichnet. Die Spannung am Eingangskondensator V während Transienten und damit seine Impedanz
abhängig von der Zeit. Die in diesem Fall auftretenden Reflexionen äußern sich in der Verlangsamung der Frontdauer um die Zeit τ ≈ 2,2 ∙ Z
0 C (analog zur RC-Schaltung). Wenn die Dauer der Quellenfront t
R im Vergleich zu τ klein ist, bestimmt der Ladevorgang des Kondensators die Dauer der Front am anderen Ende der Leitung.
In einer realen Signalleitung verlangsamt sich die Signalfront nicht nur mit zunehmender kapazitiver Last, sondern auch aufgrund von Verlusten, die durch ohmsche Verluste und Leckverluste im Dielektrikum verursacht werden. In Abb. 1 zeigt ein verlustbehaftetes Linienmodell, bei dem der Serienwiderstand
modelliert ohmsche Verluste (einschließlich Hauteffekt) und Widerstand
Dielektrikum (hier ist tg (δ) der Verlustfaktor, die Charakteristik des dielektrischen Materials). Die Zunahme der Verluste mit zunehmender Frequenz führt dazu, dass die Hochfrequenzkomponenten des Signals stärker gedämpft werden, was zu einer Verlangsamung der Signalfront führt. Eric Bogatin in [1] gibt eine Formel zur Schätzung der Frontdauer am Ausgang einer Signalleitung mit Verlusten der Länge L und eines Dielektrikums mit Permeabilität ε und Verlusttangens tan (δ) an:
Ferner können wir aus der Bedingung & Dgr; t
R = t
R OUT - t
R IN <0,1 ≤ t
R IN ein geschätztes Kriterium für die Notwendigkeit ableiten, die mit Verlusten in der Signalleitung verbundenen Effekte zu berücksichtigen.
R.1.
Für eine Signalleitung, deren Länge L dem Kriterium L [cm] <5 / (tg (δ) ∙ √ε) ∙ t R [ns] entspricht, kann der Einfluss von Verlusten auf die Signalflankendauer ignoriert werden. Für den Isolator FR4 hat diese Bedingung die Form L [cm] <125 ∙ t R [ns].
Wie aus dieser Empfehlung hervorgeht, können Sie in den meisten Anwendungen bei der Entwicklung von Leiterplatten das verlustfreie Signalleitungsmodell verwenden, wobei R
LEAK = ∞ und R
SER = 0.
Eine weitere Verlustquelle ist die Kreuzkopplung mit benachbarten Leitern (dt. Kopplung), die zu einer Verzerrung des Signals in der aktiven Leitung (aufgrund von Verlusten im Nahfeld) und zu einem induzierten Übersprechen (dt. Übersprechen) in der passiven Leitung führt. Der Effekt beruht auf zwei physikalischen Prinzipien - der elektrischen (kapazitiven) Kopplung und der magnetischen (induktiven) Kopplung. In Abb. Abbildung 2 zeigt die bestimmenden Parameter der Kreuzkopplung - die Gegeninduktivität L
M und die Gegenkapazität C
M , die hauptsächlich von der Geometrie und den Parametern der Materialien abhängen.
Dargestellt in Abb. 3 Für Berechnungen und Simulationen kann eine äquivalente Übersprechschaltung verwendet werden. Die Anzahl N solcher aufeinanderfolgenden Verbindungen sollte umso größer sein, je höher die Länge der elektrischen Leitung TD und das erforderliche Spektralband des BW-Modells sind:
Die Kapazität C
L und die Induktivität L
L der Verbindungen können durch die folgenden Formeln berechnet werden:
Die Hauptschwierigkeit bei der Modellierung des äquivalenten Kreuzkopplungsschemas besteht darin, die Werte von L
M und C
M pro Verbindung zu berechnen. In einigen Fällen gibt es geschätzte analytische Beziehungen [2]. Im allgemeinen Fall werden spezielle Softwaretools verwendet, die auf numerischen Methoden basieren, um dieses Problem zu lösen.
R.2.
Die gegenseitige Induktivität und die gegenseitige Kapazität nehmen mit zunehmendem Abstand zwischen den Leitern und mit abnehmendem Abstand zwischen dem Leiter und der Referenzschicht ab. Darüber hinaus führt das Vorhandensein von Ausschnitten in der Referenzschicht zu einer signifikanten Erhöhung der gegenseitigen Induktivität.
Die elektrische und magnetische Kopplung führt zu Energieverlust und Verzerrung des Signals in der aktiven Leitung und zum Auftreten des Signals in der passiven Leitung. Kapazitive I
C- und induktive I
M- Kopplungsströme (Abb. 4) sind unidirektional zur Quelle (nahes Ende) und entgegengesetzt zur Last (fernes Ende) gerichtet:
Das Ersatzschaltbild ist elektrisch kurz (für eine Zeitverzögerung, bei der TD <1/5
R t
R der passiven Leitung durchgeführt wird, siehe Fig. 5, wo die elektrischen Energiequellen durch die folgenden Formeln bestimmt werden:
Die Schaltung ist vereinfacht und nur zur Schätzung der Übersprechamplitude anwendbar. Für dieses Schema werden jedoch analytische Beziehungen abgeleitet, die die Hauptabhängigkeiten zeigen, die auch für komplexere Fälle gelten:
R.3.
Methoden zur Reduzierung des Übersprechens:
- Erhöhen der Dauer der Signalfronten in der aktiven Leitung (dt. Aggressor, aktive Leitung).
- Abnahme in einem parallelen Linienabschnitt.
- Erhöhter Abstand zwischen den Leitern. Es gibt Empfehlungen für den Mindestabstand zwischen den Kanten der gedruckten Spuren s ~ 6 ∙ h oder s ~ 3 ∙ w, wobei h der Abstand zur Trägerschicht und w die Breite der Spur ist.
- Reduzierung des Abstandes zwischen Leiter und Referenzschicht.
- Auswahl von Widerständen an den Enden von aktiven und passiven (englisches Opfer, ruhige Linie) Linien.
- Die Verwendung von Abschirmleitern (englische Schutzspur), die an den Enden und wenn möglich entlang der Länge (in der Größenordnung von drei Durchkontaktierungen pro Länge t R ∙ v) mit der Trägerschicht kurzgeschlossen sind.
- Die Verwendung von eingebetteten Mikrostreifen (englischer eingebetteter Mikrostreifen) oder Streifenlinien, für die aufgrund der Symmetrie des Dielektrikums V FE ≈ 0 ist.
In Abb. Fig. 6 zeigt die Wellenformen der Messung des Übersprechens zwischen zwei 50-Ohm-Mikrostreifenleitungen auf einer Versuchsplatine in zwei Fällen: w ~ 2,5 mm, s ~ 0,6 mm, h = 1,39 mm und w ~ 0,6 mm, s ~ 1,9 mm, h = 0,3 mm. Die Länge der parallelen Abschnitte der Spuren beträgt etwa 30 cm. Es ist zu beachten, dass die Dauer der Signalflanken auf der aktiven Leitung die typischen Werte für digitale Hochgeschwindigkeitsplatinen erheblich überschreitet. Das Ausmaß der Interferenz in Abb. 5 sollten nicht als charakteristisch angesehen werden, diese Wellenformen sind in erster Linie eine visuelle Darstellung des Einflusses der Dauer der Signalfront, des Abstands zwischen den Leitern und der Nähe der Referenzschicht auf das Ausmaß der Interferenz.
Die obige Theorie hat der Einfachheit halber ein Beispiel für zwei Leiter betrachtet. Es ist jedoch wichtig zu verstehen, dass eine typische Situation für digitale Leiterplatten darin besteht, dass mehrere Signalleitungen synchron ihren Zustand ändern. Da das Übersprechen von mehreren aktiven Leitungen addiert wird, kann in diesem Fall das Ausmaß der Interferenz kritisch werden, was zu einer fehlerhaften Funktion des Systems führt. In diesem Fall wird spezielle Software für die numerische Simulation verwendet, aber die Grundprinzipien zur Reduzierung des Übersprechens bleiben dieselben wie in der obigen Empfehlung.
Literatur
[1] Bogatin E. "Signal- und Leistungsintegrität - vereinfacht", 2. Auflage, Pearson, 2010
[2] Algorithmus für gegenseitige Induktivität und Kapazität, rev. 01.8.2
[3] Adamczyk B. „EMV-Übersprechen zwischen Leiterplattenspuren“, EMC Chapter Meeting in West Michigan, 2013
Der Artikel wurde erstmals in der Zeitschrift Components and Technologies 2018, Nr. 4 veröffentlicht. Die Veröffentlichung auf Habr wurde mit den Herausgebern der Zeitschrift vereinbart.