Las complejidades de diseñar una placa de potencia del inversor

Hola a todos! Con pasos modestos, continúo la serie de artículos sobre el desarrollo de la bicicleta eléctrica de hierro. Comencemos con lo más interesante: el inversor, que controla el motor. Quiero hablar más sobre las complejidades de construir una placa de alimentación y el régimen de temperatura de los transistores.


Bicicleta eléctrica modelo warp core

El principal problema en el diseño de una placa para corrientes altas de alta frecuencia es la inductancia de conductores, condensadores, carcasas de transistores, o más bien, las emisiones resultantes debido a esto y la necesidad de establecer un margen de parámetros para las teclas, lo que conduce a un aumento en el costo del diseño y un aumento en las pérdidas de conmutación.

En el proceso de trabajar en una carga inductiva, cuando se rompe una corriente, se producen sobretensiones de voltaje en la tecla, que son iguales a ∆V = -L (dI / dt), donde ∆V es la magnitud del cambio de voltaje, L es la inductancia, dI / dt es la tasa de cambio de corriente (aumento o disminuir).

Tomemos un caso especial de PWM de dos fases, donde la corriente inicialmente fluye a través de la tecla cerrada Q2, y luego la corriente se acumula en el circuito del motor a través de la tecla superior Q1. La tecla Q6 siempre está encendida para simplificar.

La dirección roja indica la ruta del flujo de corriente inicial. En el momento de la conmutación, la tecla Q2 se abre, pero el voltaje en esta tecla entra en menos por la magnitud de la caída en el diodo parásito del transistor MOS. Esto sucede debido al hecho de que la inductancia del motor, en la cual se almacena la energía, intenta "ahorrar" su corriente y crea un voltaje negativo. Luego, la tecla Q1 comienza a encenderse, la corriente aumenta gradualmente en los inductores L_DC +, L_Q1D, L_Q1S, L_DC. Donde L_QnD es la inductancia de drenaje de la caja del transistor, y L_QnS es la inductancia fuente, y L_DC es la inductancia de la placa. En el proceso de transferir corriente de una parte del circuito a otra, el transistor Q2 puede detectar repentinamente un voltaje mayor en sí mismo que el que se suministra a través del bus de potencia y se instala en la capacitancia de entrada.


Ejemplo de conmutación a una corriente de 100A

La magnitud de este voltaje será proporcionalmente mayor que la velocidad de conmutación. No queremos asignar mucho calor a las teclas durante el proceso de cambio, por lo tanto, se considera ideal cuando la llave cambia instantáneamente, pero en realidad esto no se puede lograr. En pocas palabras, cuanto más rápido ocurra esta transición, menos pérdidas activas estarán en la clave, pero al mismo tiempo, cuanto más rápido ocurra la transición, mayores serán las oleadas de tensiones que surgen en L_DC, L_Q1D, L_Q1S. Otro rara vez se menciona, pero quizás el fenómeno más espurio en este proceso es la carga del diodo Q2. Dado que hay un retraso, tiempo muerto, entre apagar Q2 y encender Q1, la carga de recuperación inversa se acumula en el diodo Q2, en la documentación del transistor se indica como Qrr, medido en nanocoulomb. Cuando Q1 está activado, se produce una corriente directa,que restaura el diodo parásito Q2. La magnitud de esta corriente será mayor, cuanto más rápido sea necesario encender Q1 y mayor será el paso de la corriente a través del transistor. A partir de aquí, se produce una sobretensión adicional en L_Q2D, L_Q2S. Este interruptor se llama "duro" del inglés. Conmutación dura.

Si el transistor se eligió sin un margen de voltaje, dicho valor atípico puede provocar una avalancha, lo que reducirá en gran medida la vida útil del transistor, y con una exposición prolongada puede dañarlo por completo.



En el proceso de dicha conmutación, pueden ocurrir oscilaciones de RF ("timbre", del orden de un par de MHz), inductancias L_Q (1,2) S y capacitancias parásitas entre las puertas de los transistores Q1 / 2 y su drenaje. Dado que en el caso TO220 3pin convencional, la señal de control se suministra a través de la pata de alimentación, que introduce su propia interferencia. Para resolver este problema, un pin de fuente separado para la señal de control, en el que no hay interferencia de potencia, se emite en los módulos de ensamblaje de potencia. En el momento de abrir el transistor Q1, la corriente que comienza a fluir a través de la fuente crea una caída de voltaje en la inductancia de las patas de fuente del transistor, lo que ralentiza la apertura. Además, una fuerte caída de voltaje interfiere con este proceso, que también amortigua la señal de control de la puerta a través de una capacitancia parásita. Por otro lado, se produce un fuerte aumento en el voltaje Vds en el transistor Q2,que tira del obturador para abrirse a través de una capacitancia parásita entre el drenaje y el obturador. La combinación de todos estos factores conduce a la aparición de oscilaciones de alta frecuencia, la lucha con ellos generalmente se hace disminuyendo la inclinación dI / dt y dVds / dt, pero existe un óptimo entre la velocidad de apertura, la pérdida de apertura y la pérdida de sonido del transistor.


Un ejemplo de un apagado "suave" Q1 con una vista desde el lado de Q2.

Tensión negativa en Vds (1) - inductancia de las patas Q2. En el obturador (3), solo la mitad de esta emisión es visible, ya que en este caso, en el circuito de conexión del osciloscopio, la corriente cambia solo en el tramo fuente.

Técnicas de control de inductores parásitos

Considere la opción de dos conductores del mismo ancho, pero con una disposición diferente en el tablero.



Digamos que tenemos un ancho de pista de 10 mm, una longitud de 100 mm y la distancia entre ellos es de 0,5 mm. Para la opción a, la inductancia mutua será ~ 6.3 nH. Para la opción b, la inductancia será ~ 132 nH. ¿Qué significa esto? Tomamos la tasa de cambio actual de 1.25A / nS, como en la captura de pantalla anterior, siguiendo la fórmula ∆V = -L (dI / dt), obtenemos el cambio de voltaje para la opción a ∆V = -6.3 nH * 1.25A / ns = 7.8V. Para la opción bEste valor será igual a 132nG * 1.25A / ns = 165V. ¡Esto es mucho más alto que nuestro voltaje de suministro! De hecho, ocurrirá una falla, y el voltaje descansará contra el límite de voltaje del transistor, y la corriente fluirá a través de él, a pesar del hecho de que está cerrado. Por lo tanto, el bien de su condensador de buena no va a ser, si se cuelgan de largo "inductiva" :)


¿Qué podría ir aquí por lo que ?

En cuanto a los componentes parásitos de la caja del transistor, no podrá tratarlos especialmente, las patas más cortas al tablero, sin cables largos. El timbre de alta frecuencia está bien derivado por los condensadores de cerámica, deben ubicarse directamente al lado de las teclas en el bus de alimentación, pero puede deshacerse por completo del timbre eliminando la operación del diodo parásito del transistor utilizando transistores SiC o control adaptativo, pero este es un rango de precios diferente. Otra opción para reducir la inductancia de la caja son los transistores SMD, los llamados. DirectFet, PowerQFN y similares. Pero también tienen sus inconvenientes, incluyen un disipador térmico peor, dificultades de diseño con la instalación de SMD y, por supuesto, el precio.

Sobre disipador de calor

De una forma u otra, el inversor en funcionamiento generará calor. Más corriente significa más calor. Porque En el motor, la corriente por un corto tiempo puede ser varias veces mayor que el valor promedio durante la aceleración y la desaceleración, para los transistores se requiere asegurar condiciones térmicas normales para tales picos de carga. Estándar para un cristal de silicio, se indica la temperatura máxima Tj = 175 ° C.



En los momentos de conmutación de transistores, hay grandes emisiones de pérdidas de calor activo. Las pérdidas pasivas son pérdidas en la resistencia del canal de la fuente de drenaje en el estado abierto, son más constantes en el tiempo y son más fáciles de calcular. Para explosiones térmicas a corto plazo, el sustrato de cobre del transistor actúa como un buen amortiguador de calor, otro menos de los componentes SMD: es notablemente más pequeño. La resistencia térmica del cristal a la carcasa del transistor que seleccioné es de 0,57 ° C / W, lo que significa que cuando emite 50 vatios de calor constantemente, se forma un gradiente de temperatura de 29 ° C. Para las emisiones térmicas, también se requiere dejar un cierto margen y tener en cuenta algún retraso para el termopar, por lo que se eligió 100 ° como el valor óptimo final de la caja del transistor.Surge la pregunta: ¿cuánto tiempo puedo dar la corriente máxima para sobrecalentar? Se probaron varias interfaces térmicas, incluso placas con una base de aluminio. Por la calidad de la transferencia de calor desde la base del transistor hasta el radiador, organizaría los materiales en este orden, disminuyendo la conductividad del calor:



+ (2)


 + (2)
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El contacto directo no es nuestra opción, ya que no proporciona aislamiento eléctrico para la caja del transistor del radiador. Con un pequeño margen de la placa de aluminio había un sustrato de óxido de aluminio. El nitruro era notablemente más caro y menos asequible. Según las pruebas entre el sustrato de organosilicio y la cerámica de óxido de aluminio, la diferencia fue de casi 2 veces, durante la duración de la carga completa, 1 minuto y 30 segundos, respectivamente. Por supuesto, esta prueba no pretende ser de alta precisión científica, pero con una diferencia de precio de centavo dos veces más para "caer" en una bicicleta? ¡La elección final, por supuesto, fue la cerámica basada en óxido de aluminio! Al final resultó que, es aún más fácil de instalar con él, y otra ventaja es que la flexión del transistor es mucho menor al apretar el tornillo. La pinza, a juzgar por el rastro de pasta térmica, siempre ha sido uniforme.Lo que no se puede decir sobre sustratos flexibles.

Con el montaje estándar en el radiador a través del ojo, con un tornillo, la almohadilla de silicona tiende a comprimirse, lo que puede provocar un contacto desigual en la superficie. Por lo tanto, el último elemento es "sustrato sin pasta térmica", porque ella, grasa térmica, en este caso compensa un poco este efecto. Por supuesto, en tales casos se recomienda usar un resorte especial que presione uniformemente toda la caja del transistor, pero no tuvimos la oportunidad de colocarlos para que se ajusten al tamaño.

Mientras manejaba el controlador chino, a menudo noté que solo tenía un lado caliente, y el otro permanecía frío. Por lo tanto, el diseño final de las teclas de encendido se realizó de tal manera que calentara todo el estuche de la manera más equitativa posible. Las llaves se instalaron en ambos lados, a través de un pequeño adaptador de aluminio.

Epílogo

En este artículo describí las cosas más interesantes en mi opinión. Por supuesto, detrás de escena fue la elección del transistor MOS de acuerdo con sus características, el cálculo de las pérdidas de calor en el chip y el calentamiento de los condensadores electrolíticos bajo la influencia de una corriente pulsante. En el próximo artículo, tocaremos los circuitos del dispositivo, las opciones para digitalizar la corriente e implementar la protección actual.

Source: https://habr.com/ru/post/es399693/