Realmente esperaba publicar con el ánimo "Rusia - en las semifinales", pero un poco no fue suficiente. Aunque para mí siempre el personaje fue más alto que el resultado, y el personaje que vi. Gracias chicos Seguimos mejorando en lo que podemos. Están en el fútbol, estamos en el diseño de placas de circuito impreso. Vamos, la sexta parte. Examina el efecto de las pérdidas de línea en la duración del borde de la señal, proporciona un modelo de diafonía y ofrece recomendaciones para reducirlas.
En un artículo
anterior , se demostró que la inconsistencia de la línea conduce a reflexiones y distorsión de la señal. Todos los métodos de adaptación implican garantizar que las impedancias de la carga y / o la fuente sean iguales a la impedancia de onda de la línea de señal. De esto se deduce que si la impedancia de carga es inestable y depende de algún parámetro, es imposible garantizar una coincidencia exacta. Por ejemplo, la cascada de entrada de elementos lógicos siempre se caracteriza por una capacitancia de entrada equivalente (generalmente unidades de picofaradios). El voltaje en el condensador de entrada V durante los transitorios y, por lo tanto, su impedancia.
depende del tiempo Las reflexiones que surgen en este caso se expresan en la desaceleración de la duración del frente por el tiempo τ ≈ 2.2 ∙ Z
0 C (por analogía con el circuito RC). Si la duración del frente de la fuente t
R es pequeña en comparación con τ, entonces es el proceso de cargar el capacitor lo que determinará la duración del frente en el extremo más alejado de la línea.
En una línea de señal real, el frente de la señal se ralentiza no solo con un aumento de la carga capacitiva en él, sino también debido a las pérdidas causadas por pérdidas óhmicas y pérdidas por fugas en el dieléctrico. En la fig. 1 muestra un modelo de línea con pérdida donde la resistencia en serie
modela pérdidas óhmicas (incluido el efecto de la piel) y resistencia
dieléctrico (aquí tg (δ) es la tangente de pérdida, la característica del material dieléctrico). El aumento de las pérdidas con el aumento de la frecuencia conduce al hecho de que los componentes de alta frecuencia de la señal se atenúan más significativamente, lo que conduce a una desaceleración del frente de la señal. Eric Bogatin en [1] da una fórmula para estimar la duración frontal en la salida de una línea de señal con pérdidas de longitud L y un dieléctrico con permeabilidad ε y tangente de pérdida tan (δ):
Además, a partir de la condición Δt
R = t
R OUT -t
R IN <0.1 ∙ t
R IN, podemos derivar un criterio estimado para la necesidad de tener en cuenta los efectos asociados con las pérdidas en la línea de señal.
R.1.
Para una línea de señal cuya longitud L corresponde al criterio L [cm] <5 / (tg (δ) ∙ √ε) ∙ t R [ns], se puede ignorar la influencia de las pérdidas en la duración del borde de la señal. Para el aislante FR4, esta condición toma la forma L [cm] <125 ∙ t R [ns].
Como se puede ver en esta recomendación, en la mayoría de las aplicaciones al desarrollar placas de circuito impreso, puede usar el modelo de línea de señal sin pérdidas, donde R
LEAK = ∞ y R
SER = 0.
Otra fuente de pérdida es el acoplamiento cruzado con conductores adyacentes (ing. Acoplamiento), lo que conduce a la distorsión de la señal en la línea activa (debido a pérdidas en el campo cercano) y la diafonía inducida (ing. Crosstalk) en la línea pasiva. El efecto surge debido a dos principios físicos: el acoplamiento eléctrico (capacitivo) y el acoplamiento magnético (inductivo). En la fig. La Figura 2 muestra los parámetros determinantes del acoplamiento cruzado: la inductancia mutua L
M y la capacitancia mutua C
M , que dependen principalmente de la geometría y los parámetros de los materiales.
Se muestra en la fig. 3 Se puede usar una circuitería equivalente de cross-talk para cálculos y simulaciones. El número N de dichos enlaces consecutivos debe ser mayor, mayor será la longitud de la línea eléctrica TD y la banda espectral requerida del modelo BW:
La capacitancia C
L y la inductancia L
L de los enlaces se pueden calcular mediante las fórmulas:
La principal dificultad para modelar el esquema de acoplamiento cruzado equivalente es calcular los valores de L
M y C
M por un enlace. Para algunos casos, existen relaciones analíticas estimadas [2], en el caso general, se utilizan herramientas de software especializadas basadas en métodos numéricos para resolver este problema.
R.2.
La inductancia mutua y la capacitancia mutua disminuyen al aumentar la distancia entre los conductores y al disminuir la distancia entre el conductor y la capa de referencia. Además, la presencia de recortes en la capa de referencia conduce a un aumento significativo en la inductancia mutua.
El acoplamiento eléctrico y magnético conduce a la pérdida de energía y la distorsión de la señal en la línea activa y la aparición de la señal en la línea pasiva. Las corrientes de acoplamiento capacitivo I
C e inductivo I
M (Fig. 4) son unidireccionales hacia la fuente (extremo cercano) y se dirigen en sentido opuesto hacia la carga (extremo lejano):
El circuito equivalente es eléctricamente corto (para un retraso de tiempo del cual se realiza TD <1/5 ∙ t
R de la línea pasiva, vea la Fig. 5, donde las fuentes de energía eléctrica están determinadas por las fórmulas:
El circuito se simplifica y solo es aplicable para estimar la amplitud de la diafonía. Sin embargo, para este esquema, se derivan relaciones analíticas que muestran las principales dependencias, que también son ciertas para casos más complejos:
R.3.
Métodos de reducción de diafonía:
- Aumentar la duración de los frentes de señal en la línea activa (eng. Aggressor, línea activa).
- Disminución en una sección paralela de líneas.
- Mayor distancia entre conductores. Hay recomendaciones para la distancia mínima entre los bordes de las pistas impresas s ~ 6 ∙ ho s ~ 3 ∙ w, donde h es la distancia a la capa de soporte, w es el ancho de la pista.
- Reducción de la distancia entre el conductor y la capa de referencia.
- Selección de resistencias en los extremos de las líneas activas y pasivas (víctima inglesa, línea tranquila).
- El uso de conductores de blindaje (traza de protección inglesa) se acorta a la capa de soporte en los extremos y, si es posible, a lo largo (del orden de tres vías por longitud t R ∙ v).
- El uso de microstrip incrustado (microstrip incrustado en inglés) o líneas de tira, para lo cual, debido a la simetría del dieléctrico, V FE ≈ 0.
En la fig. La Figura 6 muestra las formas de onda de medición de diafonía entre dos líneas de microstrip de 50 ohmios en una placa experimental en dos casos: w ~ 2.5 mm, s ~ 0.6 mm, h = 1.39 mm yw ~ 0.6 mm, s ~ 1,9 mm, h = 0,3 mm. La longitud de las secciones paralelas de las pistas es de aproximadamente 30 cm. Vale la pena prestar atención al hecho de que la duración de los bordes de la señal en la línea activa excede significativamente los valores típicos para las placas de circuitos impresos digitales de alta velocidad. La cantidad de interferencia en la fig. 5 no debe considerarse como característica, estas formas de onda son principalmente una representación visual de la influencia sobre la cantidad de interferencia de la duración del frente de la señal, la distancia entre los conductores y la proximidad de la capa de referencia.
La teoría anterior ha considerado, por simplicidad, un ejemplo de dos conductores. Sin embargo, es importante comprender que una situación típica para las placas de circuito impreso digital es cuando varias líneas de señal cambian sincrónicamente su estado. Dado que se agrega la diafonía de varias líneas activas, en este caso la cantidad de interferencia puede volverse crítica, lo que lleva al funcionamiento incorrecto del sistema. En este caso, se utiliza un software especializado para la simulación numérica, pero los principios fundamentales para reducir la cantidad de diafonía siguen siendo los mismos que la recomendación anterior.
Literatura
[1] Bogatin E. "Integridad de señal y potencia - simplificado", 2ª ed., Pearson, 2010
[2] Algoritmo de capacitancia e inductancia mutua, rev. 01.8.2
[3] Adamczyk B. "Crosstalk EMC entre rastros de PCB", West Michigan EMC Chapter Meeting, 2013
El artículo fue publicado por primera vez en la revista Components and Technologies 2018, No. 4. La publicación sobre Habr ha sido acordada con los editores de la revista.