Este es el séptimo artículo de la serie y concluye en un bloque dedicado al rastreo de líneas de señal. Además, existe la idea de desarrollar el proyecto e ir al manual sobre el diseño de placas de circuito impreso en forma de un libro conveniente, por lo que la publicación es posible. Habrá una pausa. El artículo aborda un tema importante: el esquema de transmisión diferencial de datos, que se está generalizando en los sistemas modernos, y ofrece recomendaciones para rastrear pares diferenciales, lo que permite garantizar las ventajas de este esquema.
En la
anterior , se demostró que el acoplamiento cruzado entre líneas de señal independientes es una fuente de interferencia no deseada. Sin embargo, en el caso de un esquema de transmisión diferencial, un fuerte acoplamiento cruzado, en contraste, hace que la señal sea más resistente a la interferencia. En este esquema, se utilizan dos líneas (par diferencial), cuyas fuentes de señal están en antifase, y el receptor responde a la diferencia de voltaje en las líneas V
DIFF = V
+ -V
- (Fig. 1). La señal de modo común (señal común en inglés) se define como V
COMM = 1/2 ∙ (V
+ + V
- ) y puede ser distinta de cero, por ejemplo, como en el estándar LVDS común. Un par diferencial se caracteriza por dos resistencias:
La teoría introductoria de la señalización diferencial se describe en muchas fuentes, por ejemplo, en [1]. Desde el punto de vista del diseño de placas de circuito impreso, es importante detenerse en las ventajas de un circuito diferencial con respecto a la asimétrica (inglés de un solo extremo) y en los requisitos para la topología de pares diferenciales, que proporcionan estas ventajas.
En primer lugar, un par diferencial ideal es simétrico, es decir, en toda la longitud de su sección transversal debe permanecer sin cambios y tener un eje de simetría (Fig. 2). Esto, al igual que en el caso de una línea de transmisión asimétrica, asegura la constancia de la resistencia de onda del par diferencial, lo que reduce significativamente la reflexión de la línea y la distorsión de la señal.
R.1.
La sección transversal de un par diferencial debe ser máxima (idealmente reflejada) simétrica y uniforme en toda su longitud. Entre las líneas de un par no debe haber elementos de topología de otros circuitos de señal.
Cada línea del par diferencial corresponde a su propia distribución de la corriente de retorno en la capa de referencia. Si la conexión mutua entre las líneas del par es mucho más pequeña que su conexión con la capa de referencia, entonces la distribución de las corrientes de retorno no se cruzan (Fig. 3-A). Tal par diferencial se llama línea diferencial débilmente acoplada, acoplamiento débil. Dado que la distribución de los componentes de alta frecuencia de la señal se concentra en la capa de referencia en la región de ± 3 ∙ h, un criterio práctico para el acoplamiento débil es la condición de que la distancia entre los bordes de las pistas impresas sea s> 6 ∙ ho s> 3 ∙ w. Dado que la impedancia diferencial de un par débilmente acoplado es prácticamente independiente de la distancia entre las pistas Z
DIFF ≈2 ∙ Z
0 , esta distancia puede variar a lo largo de la longitud de la línea, por ejemplo, si hay un obstáculo en la trayectoria del par diferencial. Esto simplifica los requisitos para la topología del par diferencial, sin embargo, tales líneas carecen de las principales ventajas de la transmisión diferencial de datos.
La reducción de la distancia entre las líneas a s≤2 ∙ h conduce a un aumento significativo en el acoplamiento mutuo y las distribuciones superpuestas de las corrientes de retorno en la capa de referencia (Fig. 3-B). Tal par diferencial se llama par diferencial de línea diferencial estrechamente acoplado. La impedancia diferencial se vuelve más dependiente de la distancia entre las pistas. Su valor disminuye, por lo tanto, para mantener el valor anterior, se requieren pistas más estrechas, lo que aumenta ligeramente las pérdidas óhmicas. Sin embargo, es precisamente esta topología del par diferencial la que proporciona las siguientes ventajas con respecto a la línea asimétrica:
- Mayor estabilidad de la señal diferencial al ruido inducido, incluyendo diafonía e interferencia en la capa de referencia. La disposición estrecha y la simetría de las líneas lleva al hecho de que el ruido inducido en cada una de las líneas es prácticamente igual a V RUIDO + ≈V RUIDO - , por lo tanto, la interferencia diferencial es pequeña V RUIDO DIFF = V RUIDO + -V RUIDO - ≈0. Esta interferencia es menor, cuanto más lejos del par diferencial se encuentra su fuente.
- Baja EMR y diafonía. Como las señales V + y V - están en antifase, los campos electromagnéticos emitidos por ellas son aproximadamente iguales en magnitud y tienen direcciones opuestas entre sí. Esto lleva al hecho de que la superposición de campos en el campo lejano tiende a cero. El mismo efecto reduce significativamente la diafonía generada por el par diferencial en el campo cercano.
- Menos influencia de las lágrimas en la capa de soporte. Las corrientes de retorno I + e I - también están en antifase, y debido a la simetría geométrica de su distribución en la capa de referencia son simétricas. En este sentido, la corriente total en la capa de referencia I REF = I + + I - disminuye, y en la región de superposición se vuelve igual a cero. En el caso de una superposición completa, cuando el par diferencial se encuentra a una distancia de la capa de referencia h> 2 ∙ (s + w) y la conexión mutua de las líneas excede significativamente su conexión con la capa de referencia, no hay corriente en la capa de referencia (Fig.3-B). Tal situación puede surgir, en particular, cuando un par diferencial cruza un amplio espacio en la capa de soporte. A pesar de que la impedancia en la intersección sufre un cambio local, la distorsión de la señal diferencial es pequeña en comparación con la distorsión de la señal asimétrica en este caso [1].
Estos beneficios deberían denominarse beneficios potenciales, ya que se realizan plenamente solo si se cumplen dos condiciones simultáneamente:
- estrictas señales antifásicas en toda la línea,
- falta de interferencia de señal en modo común.
Si no tiene en cuenta la imperfección de la fuente de señal, entonces se garantiza el cumplimiento del primer requisito observando la recomendación R.1 y haciendo coincidir las señales diferenciales y de modo común en el lado de la carga. Sin embargo, en la práctica, debido a las restricciones impuestas por la ubicación y la geometría de las almohadillas de contacto de los componentes y las vías, la necesidad de rotaciones, la estricta constancia de la sección transversal del par diferencial es difícil de implementar, lo que también se refleja en la diferencia en las longitudes de las líneas del par. La diferencia en las longitudes del par conduce a un cambio de fase, distorsionando la señal diferencial y creando una señal de interferencia en modo común (Fig. 4).
Una práctica común para alinear longitudes de línea (coincidencia de longitud en inglés, ajuste) es aumentar la longitud de las líneas más cortas debido a curvas adicionales que pueden formar una estructura regular (Fig. 5). Obviamente, esto inevitablemente cambia la distancia entre las líneas del par. Esto a su vez conduce a un cambio local en la impedancia del par y la aparición de reflejos. En
uno de los artículos , D. Brooks expresa la opinión de que el problema de alinear las longitudes de línea de los pares es de mayor importancia desde el punto de vista de la integridad de la señal y EMC. Y la elección de la geometría de las curvas no es crítica, con la condición de que no se recomiendan curvas largas y estrechas, ya que pueden provocar distorsiones debido a la fuerte conexión mutua de las secciones. Sin embargo, esta tesis no es una regla universal. El hecho es que también existe una técnica más avanzada para alinear longitudes de línea, que consiste en mantener simultáneamente la impedancia de un par en lugares de curvas (debido a cambios en los anchos de línea, el uso de recortes locales en la capa de referencia, etc.). Sin embargo, la construcción de tal geometría de alineación es una tarea bastante complicada, que requiere el uso de sistemas CAD especializados, y está justificada solo para líneas de señal de gigahercios. Otra opción es un aumento local en la distancia entre las líneas del par y la alineación debido a las curvas en una de las líneas. En otras palabras, la implementación de una transición local a un par diferencial con un acoplamiento débil, para el cual la impedancia no depende tanto de la distancia entre las líneas (que se observa en los lugares de las curvas). Se pueden encontrar ejemplos e información más detallada sobre estas técnicas en el material presentado en el sitio web de Simberian, Inc.
En [1] se da un criterio para un grado suficiente de igualdad de longitudes de línea: “Las longitudes de línea de un par diferencial deben estar alineadas entre sí con una precisión de ∆L <0.1 ∙ t
R ∙ v. Se recomienda que el área de alineación se ubique en esa parte del par diferencial donde la simetría ya está rota (por ejemplo, por la ubicación de los pines del microcircuito) ". Por analogía con las líneas asimétricas, la influencia de la heterogeneidad local de la impedancia diferencial es menor, cuanto más corta es la longitud eléctrica de la sección de alineación en comparación con la duración del frente de la señal.
La tarea se complica por el hecho de que la alineación funciona bien solo para la línea de banda, para la cual la velocidad de propagación de las señales en fase y diferenciales es igual. Para una línea de microstrip, incluso la alineación perfecta de las longitudes de línea de par no garantiza la ausencia de distorsiones, pero solo es un método para reducirlas. Pero dado que la línea de banda requiere una transición a las capas internas utilizando vías, que en sí mismas son heterogéneas, no se puede decir inequívocamente que la línea de microstrip no tiene ventajas. Por supuesto, la importancia de estos efectos aumenta al aumentar el límite superior de la banda de frecuencia de la señal. Y si a frecuencias inferiores a 1 GHz, la ecualización proporciona un bajo nivel de distorsión, entonces en la región de varios gigahercios y superiores no hay recomendaciones universales y el problema de rastreo se resuelve modelando para cada caso específico.
La interferencia de señal de modo común puede ocurrir tanto en el par diferencial en sí mismo debido a cualquier asimetría, como también puede ser inducida por otras líneas de señal. Sin embargo, es imposible excluir las distorsiones, haciendo coincidir la línea, que evita la aparición de reflexiones y oscilaciones repetidas, sus consecuencias pueden minimizarse. Los métodos principales para hacer coincidir el par diferencial en el extremo lejano se presentan en la Tabla 1. Un circuito sin correspondencia de señal de modo común es simple y, por lo tanto, se usa a menudo, sin embargo, si hay interferencia de modo común en las líneas, la simplicidad es un problema potencial. A diferencia de una señal diferencial, una señal de modo común es una buena fuente de radiación electromagnética. Especialmente la interferencia de modo común se vuelve crítica cuando se usa un par trenzado sin blindaje para la transmisión de señal, por lo que se recomienda usar par trenzado blindado y estranguladores de modo común en la salida.
Tabla 1. Métodos de coincidencia de línea de señal.
| Título y esquema | Tasa de pérdida | Comentarios |
|---|
 | bajo |  |
 | alto |  |
 | alto | |
 | promedio |  |
Notas:
1. Al calcular los valores de las resistencias coincidentes, es conveniente utilizar los valores de impedancia de los modos pares de operación Z
EVEN (modo par) y Z
ODD (modo impar) impar del par diferencial. Por definición, estos son los valores de impedancia de una de las líneas en modos de operación especiales cuando la señal durante la propagación en el par diferencial no está distorsionada. En el caso de un par diferencial simétrico, estas son señales iguales V
+ = V para el modo par y señales antifásicas V
+ = –V para el modo impar. Además, están asociados con los valores de las impedancias características del par diferencial mediante las siguientes relaciones: Z
DIFF = 2 ∙ Z
ODD , Z
COMM = 1/2 ∙ Z
EVEN .
2. Para un par diferencial con acoplamiento mutuo débil, Z
ODD ≈ Z
EVEN ≈ Z
0 y los esquemas de coincidencia en forma de T degeneran en un circuito de coincidencia paralelo para cada una de las líneas.
Un circuito diferencial tiene muchas ventajas relativamente asimétricas y es fundamental para los estándares de transmisión de datos confiables y de alta velocidad, incluidos los sistemas con una gran cantidad de nodos. Con la continuación de la tendencia de crecimiento de las frecuencias de reloj, los desarrolladores tendrán que lidiar cada vez más con el rastreo de pares diferenciales, por lo tanto, esta competencia es estratégicamente importante y no solo debe basarse en recomendaciones generales, sino que debe estar respaldada por resultados de simulación en sistemas CAD especializados y datos experimentales.
Literatura
[1] Bogatin E. "Integridad de señal y potencia - simplificado", 2ª ed., Pearson, 2010
El artículo fue publicado por primera vez en la revista Components and Technologies 2018, No. 5. La publicación sobre Habr ha sido acordada con los editores de la revista.PS
Una vez más, hago un llamamiento a los lectores, de los cuales ha habido menos después de mudarse de Geektimes, para obtener comentarios que puedan expresarse en comentarios, en mensajes privados, como lo deseen. Esto se aplica a este artículo y a todos los anteriores. Me gustaría hacer un manual de referencia conveniente y genial, con el que alguien comience con éxito en el diseño de placas de circuito impreso con menos errores, alguien profundice y mejore su calidad. Únase a nosotros, critique constructivamente y haga una contribución al desarrollo de la industria.