Nous continuons d'examiner le traçage des PCB. Je publie cet article depuis ma ville natale de Severodvinsk, avec mes remerciements à mes professeurs d'école. Le sujet auquel il est consacré est fondamental et il est donc important de le traiter. Ici, les réflexions dans les lignes de signal seront prises en compte et, comme toujours, des recommandations seront données pour réduire la distorsion du signal, notamment en utilisant diverses techniques de correspondance de ligne.
Dans un article
précédent du cycle, il a été montré que la présence de coupures dans le chemin du courant de retour augmente l'inductance du circuit de signal, ce qui affecte négativement le niveau EMR de la carte de circuit imprimé. Cependant, leur impact négatif ne s'arrête pas là (il convient de noter qu'il existe des situations où l'utilisation de découpes dans la couche de référence réduit le niveau EMR de la carte de circuit imprimé, cependant, elles nécessitent une grande précision du point de vue du contrôle des courants de retour et ne peuvent pas être recommandées dans le cas général). Une coupure, comme d'autres inhomogénéités (trou de transition, branchement de piste, changement de largeur de piste ou de distance par rapport à la couche de référence, etc.) modifie la valeur locale de l'impédance (impédance instantanée anglaise) de la ligne de signal. Tout changement d'impédance au cours de la propagation du signal entraîne un changement de son amplitude et l'apparition d'un signal réfléchi se propageant vers la source (Fig. 1).
Les amplitudes des signaux aller et retour par rapport à la source ne sont déterminées que par les valeurs des impédances Z
1 et Z
2 à une fréquence donnée:
Un signe moins devant les coefficients indiquera un changement de 180
° de la phase du signal. Même si la ligne de signal est homogène (ci-après, l'uniformité de la ligne signifie la constance des paramètres géométriques de sa section transversale) sur toute sa longueur, et son impédance est constante et est appelée impédance caractéristique, des réflexions peuvent se produire non seulement dans la ligne elle-même, mais et à ses extrémités - côté source ou côté charge. Considérons un circuit simple (Fig. 2), dans lequel les résistances à la fois de la source de signal et de la charge ne sont pas cohérentes avec l'impédance d'onde d'une ligne homogène. Dans ce cas, les réflexions sur la ligne se produisent à plusieurs reprises, s'estompent progressivement et conduisent à un motif d'interférence - la somme des signaux. La configuration des signaux réfléchis et les résultats de la simulation dans LTSpice pour un signal d'impulsion pas à pas avec une amplitude de 1,2 V et un front montant de 1 ns sont également représentés sur la figure.
A noter que la tension à l'entrée de la ligne de signal pendant le temps de propagation du signal (jusqu'à la première réflexion) n'est pas égale à la tension de la source de signal V
S et lui est associée par le coefficient du diviseur résistif
Après plusieurs réflexions aux extrémités des lignes, la valeur de la tension sur la charge tend vers la somme de la progression géométrique décroissante égale à la tension sur le bras inférieur du diviseur résistif
Étant donné qu'en conditions réelles, il est impossible d'assurer la constance de l'impédance le long du chemin de propagation du signal, des réflexions se produisent toujours. La question est de savoir dans quelles conditions elles conduisent à une distorsion notable du signal. Nous considérons à nouveau un exemple du circuit représenté sur la Fig. 2, fixant les valeurs de la résistance de la source du signal, de la charge et de l'impédance d'onde de la ligne. Par conséquent, les amplitudes des signaux brouilleurs inclus dans la somme sont également préservées. Cependant, en plus des amplitudes des signaux A
i , la valeur somme dépend de leurs déplacements temporels τ
i :
où TD est le temps de propagation du signal dans la ligne ou le retard de la ligne (retard de la ligne de transmission en anglais). Cette valeur est déterminée par la longueur L de la ligne de signal et la vitesse de propagation v du signal dans la ligne TD = L / v. Nous allons réduire le retard de la ligne - tandis que la durée des "étagères", lorsque la valeur du signal est constante, diminuera également. Et lorsque le signal réfléchi i + 1st arrive à la charge immédiatement après que le signal i a atteint sa valeur d'amplitude, les étagères disparaissent. Le signal atteignant sa valeur d'amplitude en un temps égal à la durée du front t
R , il convient de procéder comme suit:
Une nouvelle diminution de la temporisation conduira au fait que les valeurs d'amplitude de l'ondulation (sonnerie anglaise) ne seront pas atteintes. Dans le cas limite de la ligne infiniment courte TD → 0, le transitoire oscillatoire est absent. D'où la conclusion sur la nécessité de minimiser la longueur de ligne pour les signaux critiques, déjà mentionnée dans un article
précédent à propos d'une diminution de l'inductance. Bien sûr, les lignes de signal réelles sur une carte de circuit imprimé ont une longueur finie, donc la condition TD << t
R est un critère mathématique pour une petite ondulation.
R.1.
Une condition pratique pour de petites distorsions d'un signal impulsionnel de durée frontale tR dans une ligne de signal avec un retard temporel TD est TD <1/5 ∙ t R. Pour estimer la longueur de la ligne de signal, nous pouvons prendre v ≈ 15 cm / ns (pour FR4), puis la condition peut être réécrite comme L [cm] <3 ∙ t R [ns].
Il est important de comprendre que le degré de distorsion acceptable doit être déterminé soit par le concepteur de la carte de circuit imprimé, soit que ce paramètre doit être spécifié comme restrictif. De plus, l'amplitude de l'ondulation dépend non seulement de la relation entre t
R et TD, mais également du degré de non-concordance de ligne. Dans la recommandation donnée, les petites distorsions sont comprises comme des pulsations dont l'amplitude ne dépasse pas environ ± 10%. Si la condition t
R > 5 ∙ TD n'est pas satisfaite ou si l'exigence de pulsation est plus stricte, alors il y a trois façons de réduire les phénomènes de résonance dans la ligne:
- diminution de TD (principalement en raison de la diminution de la longueur de ligne),
- augmentation de t R (diminution de la vitesse de commutation du signal),
- coordination de ligne (terminaison anglaise).
Le but de toutes les méthodes d'appariement de lignes (tableau 1) est de s'assurer qu'il n'y a pas de réflexions à l'une ou aux deux extrémités. Aucune des méthodes n'est idéale - chacune a ses avantages et ses inconvénients, alors que toutes les méthodes entraînent des pertes d'énergie supplémentaires. Par conséquent, il n'est pas recommandé de recourir à la correspondance de ligne avant de fournir la longueur de ligne et la vitesse de commutation de signal minimales possibles.
Tableau 1. Méthodes d'appariement des lignes de signaux.
| Titre et schéma | Taux de perte | Commentaires |
|---|
 | faible |  |
 | haut |  |
 | moyenne |  |
 | moyenne |  |
Remarques:
(1) Dans un circuit parallèle, une connexion à la fois à un fil commun et à l'alimentation peut être utilisée.
(2) Par optimalité, on entend un critère pour minimiser les pertes d'énergie.
Dans le cas où la ligne de signal relie la source de signal à une seule charge (point à point), l'adaptation d'impédance côté source et côté charge peut être utilisée. S'il y a plusieurs charges sur la ligne de signal (multicharge en anglais), il est recommandé d'appliquer une coordination côté charge. Exemples de tels schémas où l'absence de distorsion du signal est toujours critique, beaucoup - un circuit d'horloge distribué, un bus de données multipoint, une organisation de la mémoire externe avec plusieurs microcircuits, etc. Dans la littérature en langue anglaise, les branches de ligne de signal courtes (tronçon anglais) et longues (branche anglaise) sont distinguées . L'avantage des branches courtes est qu'elles peuvent ne pas avoir de composants correspondants à la fin, cependant, leur longueur est limitée.
R.2.
Les branches courtes de la ligne de signal peuvent être incohérentes, mais leur longueur doit être minimale et ne doit pas dépasser la valeur à laquelle TD STUB 1/5 ∙ t R.
Trois schémas principaux de ramification de la ligne de signal en N sections sont illustrés à la Fig. 3. Un circuit avec une section courte (le même critère que pour une dérivation) avant la dérivation entraîne une charge accrue sur la source du signal. Si la section est longue avant la ramification, il est nécessaire d'augmenter l'impédance des branches. Une augmentation de la résistance aux ondes de la ligne de signal sur la même couche nécessitera une diminution de sa largeur, ce qui peut devenir une limitation. Si vous utilisez une résistance série avec la résistance R = (N - 1) ∙ Z
0 , alors elle forme un diviseur de tension - et l'amplitude du signal à la charge diminue V
LOAD = 1 / N ∙ V
IN . Évidemment, chacun des schémas n'est pas sans inconvénients (en plus d'augmenter le nombre de composants utilisés), par conséquent, il est recommandé d'utiliser la topologie avec ramification (topologie en étoile) uniquement lorsque vous utilisez une topologie avec une ligne de signal principale et des branches courtes à partir de celle-ci (eng. topologie en chaîne daizy) n'est pas possible.
En conclusion, il convient de noter que le choix de la méthode de correspondance de ligne de signal est étroitement lié aux circuits de la carte de circuit imprimé, donc si le développeur n'est responsable que de la topologie de la carte de circuit imprimé, la décision doit être prise avec l'ingénieur du circuit en utilisant la modélisation de ligne de signal (SPICE ou logiciel spécialisé). Cependant, la question de la nécessité de coordonner la ligne est toujours posée par le concepteur de la carte de circuit imprimé au cas où il n'est pas possible de fournir le niveau de distorsion requis par d'autres moyens.
L'article a été publié pour la première fois dans la revue Components and Technologies 2018, n ° 3. La publication sur Habr a été convenue avec les éditeurs du magazine.