J'espérais vraiment publier avec l'ambiance "Russie - en demi-finale", mais un peu n'était pas suffisant. Bien que pour moi toujours le personnage était plus élevé que le résultat, et le personnage que j'ai vu. Merci les gars. Nous continuons de nous améliorer dans ce que nous pouvons. Ils sont dans le football, nous sommes dans la conception de circuits imprimés. Allons-y, la sixième partie. Il examine l'effet des pertes de ligne sur la durée du front du signal, fournit un modèle de diaphonie et fournit des recommandations pour les réduire.
Dans un article
précédent , il a été montré que l'incohérence des lignes entraîne des réflexions et une distorsion du signal. Toutes les méthodes d'adaptation impliquent de s'assurer que les impédances de la charge et / ou de la source sont égales à l'impédance d'onde de la ligne de signal. Il en résulte que si l'impédance de charge est instable et dépend de certains paramètres, il est impossible d'assurer une correspondance exacte. Par exemple, la cascade d'entrée des éléments logiques est toujours caractérisée par une capacité d'entrée équivalente (généralement des unités de picofarad). La tension au condensateur d'entrée V pendant les transitoires, et donc son impédance
dépendent du temps. Les réflexions apparaissant dans ce cas s'expriment par le ralentissement de la durée du front par le temps τ ≈ 2,2 ∙ Z
0 C (par analogie avec le circuit RC). Si la durée du front source t
R est petite par rapport à τ, alors c'est le processus de charge du condensateur qui déterminera la durée du front à l'extrémité de la ligne.
Dans une ligne de signal réelle, le front du signal ralentit non seulement avec une augmentation de la charge capacitive, mais également en raison des pertes causées par les pertes ohmiques et les pertes par fuite dans le diélectrique. Dans la fig. 1 montre un modèle de ligne avec perte où la résistance série
modélise les pertes ohmiques (y compris l'effet de peau) et la résistance
diélectrique (ici tg (δ) est la tangente de perte, caractéristique du matériau diélectrique). L'augmentation des pertes avec l'augmentation de la fréquence conduit au fait que les composantes haute fréquence du signal sont atténuées plus significativement, ce qui conduit à un ralentissement du front du signal. Eric Bogatin dans [1] donne une formule pour estimer la durée du front à la sortie d'une ligne de signal avec des pertes de longueur L et un diélectrique avec perméabilité ε et perte tangente tan (δ):
De plus, à partir de la condition Δt
R = t
R OUT -t
R IN <0,1 ∙ t
R IN, nous pouvons dériver un critère estimé pour la nécessité de prendre en compte les effets associés aux pertes dans la ligne de signal.
R.1.
Pour une ligne de signal dont la longueur L correspond au critère L [cm] <5 / (tg (δ) ∙ √ε) ∙ t R [ns], l'influence des pertes sur la durée du front du signal peut être ignorée. Pour l'isolateur FR4, cette condition prend la forme L [cm] <125 ∙ t R [ns].
Comme le montre cette recommandation, dans la plupart des applications lors du développement de cartes de circuits imprimés, vous pouvez utiliser le modèle de ligne de signal sans perte, où R
LEAK = ∞ et R
SER = 0.
Une autre source de perte est le couplage croisé avec des conducteurs adjacents (couplage eng.), Qui conduit à une distorsion du signal dans la ligne active (due à des pertes dans le champ proche) et à une diaphonie induite (eng. Diaphonie) dans la ligne passive. L'effet résulte de deux principes physiques - le couplage électrique (capacitif) et le couplage magnétique (inductif). Dans la fig. La figure 2 montre les paramètres déterminants du couplage croisé - l'inductance mutuelle L
M et la capacité mutuelle C
M , qui dépendent principalement de la géométrie et des paramètres des matériaux.
Montré dans la fig. 3 Un circuit de diaphonie équivalent peut être utilisé pour les calculs et les simulations. Le nombre N de ces liaisons consécutives doit être plus élevé, plus la longueur de ligne électrique TD est élevée et la bande spectrale requise du modèle BW:
La capacité C
L et l'inductance L
L des liaisons peuvent être calculées par les formules:
La principale difficulté dans la modélisation du schéma de couplage croisé équivalent est de calculer les valeurs de L
M et C
M pour une liaison. Pour certains cas, il existe des relations analytiques estimées [2], dans le cas général, des outils logiciels spécialisés basés sur des méthodes numériques sont utilisés pour résoudre ce problème.
R.2.
L'inductance mutuelle et la capacité mutuelle diminuent avec l'augmentation de la distance entre les conducteurs et avec la diminution de la distance entre le conducteur et la couche de référence. De plus, la présence de découpes dans la couche de référence entraîne une augmentation significative de l'inductance mutuelle.
Le couplage électrique et magnétique entraîne une perte d'énergie et une distorsion du signal dans la ligne active et l'apparition du signal dans la ligne passive. Les courants de couplage capacitifs I
C et inductifs I
M (Fig.4) sont unidirectionnels vers la source (proche) et opposés vers la charge (distant):
Le circuit équivalent est électriquement court (pour une temporisation dont TD <1/5 ∙ t
R de la ligne passive est effectuée, voir Fig.5, où les sources d'énergie électrique sont déterminées par les formules:
Le circuit est simplifié et n'est applicable que pour estimer l'amplitude de la diaphonie. Cependant, pour ce schéma, des relations analytiques sont dérivées qui montrent les principales dépendances, qui sont également vraies pour les cas plus complexes:
R.3.
Méthodes de réduction de la diaphonie:
- Augmentation de la durée des fronts de signal dans la ligne active (eng. Aggressor, ligne active).
- Diminue dans une section parallèle de lignes.
- Augmentation de la distance entre les conducteurs. Il existe des recommandations pour la distance minimale entre les bords des pistes imprimées s ~ 6 ∙ h ou s ~ 3 ∙ w, où h est la distance à la couche de support, w est la largeur de la piste.
- Réduction de la distance entre le conducteur et la couche de référence.
- Sélection de résistances aux extrémités des lignes actives et passives (victime anglaise, ligne silencieuse).
- L'utilisation de conducteurs de blindage (English guard trace) court-circuités à la couche support aux extrémités et, si possible, sur la longueur (de l'ordre de trois vias par longueur t R ∙ v).
- L'utilisation de microruban intégré (microruban intégré en anglais) ou de lignes de bande, pour lesquelles, en raison de la symétrie du diélectrique, V FE ≈ 0.
Dans la fig. La figure 6 montre les formes d'onde de mesure de la diaphonie entre deux lignes microruban de 50 ohms sur une carte expérimentale dans deux cas: w ~ 2,5 mm, s ~ 0,6 mm, h = 1,39 mm et w ~ 0,6 mm, s ~ 1,9 mm, h = 0,3 mm. La longueur des sections parallèles des pistes est d'environ 30 cm. Il convient de prêter attention au fait que la durée des bords du signal sur la ligne active dépasse considérablement les valeurs typiques des cartes de circuits imprimés numériques à grande vitesse. La quantité d'interférence dans la fig. 5 ne doivent pas être considérées comme caractéristiques, ces formes d'onde sont principalement une représentation visuelle de l'influence sur la quantité d'interférence de la durée du front du signal, de la distance entre les conducteurs et de la proximité de la couche de référence.
La théorie ci-dessus a, pour simplifier, considéré un exemple de deux conducteurs. Cependant, il est important de comprendre qu'une situation typique pour les cartes de circuits imprimés numériques est lorsque plusieurs lignes de signaux changent de manière synchrone leur état. Étant donné que la diaphonie de plusieurs lignes actives est additionnée, dans ce cas, la quantité d'interférences peut devenir critique, conduisant à un mauvais fonctionnement du système. Dans ce cas, un logiciel spécialisé est utilisé pour la simulation numérique, mais les principes fondamentaux pour réduire la quantité de diaphonie restent les mêmes que la recommandation ci-dessus.
Littérature
[1] Bogatin E. «Intégrité du signal et de la puissance - simplifiée», 2e éd., Pearson, 2010
[2] Algorithme d'inductance et de capacité mutuelles, rév. 01.8.2
[3] Adamczyk B. «Diaphonie EMC entre les traces de PCB», réunion du chapitre EMC du Michigan occidental, 2013
L'article a été publié pour la première fois dans la revue Components and Technologies 2018, n ° 4. La publication sur Habr a été convenue avec les éditeurs du magazine.