Il y a quelques années, j'ai publié un article sous une rubrique similaire. En bref, j'y ai parlé du processus de développement à partir de zéro d'un appareil qui remplit les fonctions d'une «diode idéale» pour empêcher la décharge d'une batterie tampon vers une alimentation électrique hors tension.

L'appareil s'est révélé relativement complexe, bien que plutôt économique (la consommation de courant lors de l'utilisation de la version moderne du comparateur LM393 était d'environ 0,5 mA). Les lecteurs ont attiré l'attention sur cette complexité et ont suggéré dans les commentaires une autre version de la «diode idéale», qui semble plus simple d'un ordre de grandeur. À ma honte, à cette époque, je n'étais pas familier avec un tel système, j'ai donc décidé de le traiter plus en détail à l'occasion. Après une série d'expériences qui ont commencé par une simulation informatique et se sont terminées par une planche à pain, il a été constaté qu'avec son apparente simplicité, ce circuit est très non trivial tant du point de vue de la compréhension de tous les processus qui s'y déroulent que du point de vue des pièges qu'il a en lui-même. cache.


De manière générale, j'attire votre attention sur une autre version de la mise en œuvre de la "diode idéale" avec une description détaillée de ses caractéristiques.

La version canonique proposée dans les commentaires a la forme suivante:


Seulement quatre (ou cinq, selon la façon dont vous comptez) et la «diode idéale» est prête. Tout semble très simple. Cependant, la première chose qui attire votre attention est l'utilisation d'un assemblage au lieu de transistors discrets conventionnels. Il peut sembler que c'est un caprice de l'auteur de cette performance particulière. Cependant, après avoir étudié d'autres options, on constate que cette approche est utilisée dans presque tous les schémas qui peuvent être trouvés sur le réseau. Nous arrivons ici à l'analyse du principe de fonctionnement de ce schéma.

Principe de fonctionnement

Pour comprendre le principe, il est préférable de partir du moment où tous les transitoires sont déjà terminés et que la charge consomme du courant de l'alimentation. Ce courant passe à travers l'interrupteur et, en raison de la résistance non nulle du canal, la tension au point 1 est légèrement supérieure à celle du point 2. Dans ce cas, le courant du point 1 passe par la jonction d'émetteur T1 vers le circuit de base des deux transistors, puis passe par R1 à « la terre. " Il en résulte qu'une tension égale à la tension d'ouverture de la jonction pn de l'émetteur est établie à la base des transistors. Mais du fait que l'émetteur T2 est à un potentiel plus faible que l'émetteur T1, le courant ne circule presque pas à travers sa base car la tension entre son émetteur et la base est inférieure à ce qui est nécessaire pour ouvrir la jonction. Et comme il n'y a pas de courant de base, alors T2 est fermé, la résistance émetteur-collecteur est élevée, la grille de l'interrupteur d'alimentation est mise à la terre via R2, ce qui crée les conditions de son ouverture. En conséquence, le courant circule du point 1 au point 2 à travers le canal ouvert de l'interrupteur d'alimentation (et pas seulement à travers la diode technologique) et la chute de tension dans cette section est mesurée en millivolts.

Lorsque l'alimentation est hors tension, la tension au point 1 devient très rapidement inférieure à celle du point 2. En même temps, le courant cesse de circuler à travers la jonction d'émetteur T1 et commence à passer à travers la jonction d'émetteur T2, l'ouvrant. En conséquence, la résistance émetteur-collecteur du transistor T2 diminuera considérablement, la grille de l'interrupteur d'alimentation sera connectée à la source et le canal sera fermé.

Sur la base de ce qui précède, une condition nécessaire au fonctionnement du circuit est l'identité des transistors T1 et T2. Cela est particulièrement vrai pour les jonctions émetteur d'ouverture de tension. D'une part, elle doit coïncider avec une précision pas pire que les unités de millivolts, et d'autre part, l'une quelconque de ses vibrations sous l'influence du facteur de température doit être synchrone pour les deux transistors.

C'est pourquoi l'utilisation de transistors discrets dans ce circuit est inacceptable. Seule la vapeur produite dans le cadre d'un cycle technologique unique peut être considérée comme tout à fait identique. Et leur placement sur un substrat commun garantit la connexion thermique nécessaire.

Et plus encore, la variante du circuit, que l'on retrouve également sur Internet, où une diode est utilisée à la place de l'un des transistors, n'a également aucun sens.


Un tel schéma avec une certaine chance fonctionnera, mais il n'est tout simplement pas question de fiabilité ici.

Soit dit en passant, certains auteurs vont plus loin, et en plus de l'assemblage de transistors, ils utilisent également des résistances (ou des résistances discrètes avec une tolérance de 1% ou mieux), ce qui motive cela par la nécessité de maintenir davantage la symétrie du circuit. En fait, les résistances n'ont pas du tout besoin d'une sélection précise, mais plus à ce sujet ci-dessous.

Mais vraiment?

L'explication ci-dessus du principe de fonctionnement est grandement simplifiée, elle donne une brève réponse à la question «comment ça marche», mais ne permet pas de comprendre les processus sous-jacents qui se produisent dans le circuit et, en particulier, ne justifie pas le choix des valeurs des éléments.

Donc, si quelqu'un s'intéresse aux détails, alors nous lisons plus loin, et pour qui le schéma pratique suffit, faites défiler jusqu'à la dernière image de l'article.

Pour plus de clarté, retournons d'abord le circuit, remplaçons les transistors PNP par des NPN plus familiers, et enfin, rendons-le un peu plus compliqué pour que l'on sache d'où vient la version finale.


Alors que voit-on ici? Deux étages d'amplification simples selon le schéma OE et un circuit de polarisation commun à travers la résistance Rs. Si les transistors sont les mêmes, le courant traversant la résistance de polarisation sera divisé également entre les bases des deux transistors et les ouvrira légèrement de la même quantité. En conséquence, les mêmes courants traversent les résistances de terminaison du collecteur, et les tensions de sortie aux points OUT1 et OUT2 seront également égales.

Revenons maintenant à nos béliers et rappelons que les émetteurs des transistors ne sont pas connectés entre eux, au contraire, une différence de potentiel peut se produire entre eux égale à la chute de tension à travers le canal ouvert de l'interrupteur d'alimentation. Compte tenu de l'amplitude de la résistance du canal, la différence de tension entre les émetteurs peut aller de plusieurs unités à des centaines de millivolts. Voici à quoi cela ressemble dans notre diagramme.


Du fait de la polarisation, l'émetteur T2 est légèrement «plus haut au-dessus du sol» que l'émetteur T1, ce qui signifie que la tension Ube2 sera inférieure à Ube1. Rappelons maintenant à quoi ressemble la caractéristique courant-tension de la jonction pn de l'émetteur.


Si le point de fonctionnement se situe dans la région de la pente maximale de la caractéristique, même une légère variation de la tension appliquée entraîne une très forte variation du courant circulant, c'est-à-dire plus la tension directe est basse, plus la résistance de transition équivalente est élevée.

Regardons à nouveau le diagramme. La tension à la jonction d'émetteur T2 a diminué, sa résistance équivalente a augmenté, ce qui signifie que le courant de polarisation traversant Rs n'est plus divisé symétriquement entre les bases des transistors, mais circule principalement à travers la jonction d'émetteur T1. De là, T1 s'ouvre et T2, respectivement, ferme du même montant. La distribution des courants perd de la symétrie et «déforme» en quelque sorte le circuit. De plus, la valeur absolue de la polarisation est égale au coefficient de transfert actuel des transistors (pas au total, mais chacun séparément, à condition que les transistors soient les mêmes).

Si nous inversons la différence de potentiel des émetteurs à l'opposé, le circuit sera également polarisé dans la direction opposée: plus le courant de collecteur d'un transistor est élevé, moins le second et vice versa. En conséquence, nous avons un miroir de courant «inverse», où, sous l'influence d'un signal d'entrée, une variation symétrique opposée des courants se produit dans les bras du circuit.

Le miroir de courant «direct» classique (comme ceux qui font partie des amplificateurs et comparateurs opérationnels) est différent en ce qu'il, au contraire, sous l'influence de deux quantités d'entrée unipolaires, le courant d'un transistor change dans des directions opposées.

Allez-y. Le circuit résultant nous donne une idée des rôles des résistances. Les résistances de collecteur R1 et R2 sont la charge des transistors. Leur rôle est d'alimenter les circuits qui sont connectés à notre circuit comme source d'un signal de commande. Ainsi, leur résistance doit être telle que le courant qui les traverse est suffisant pour activer les circuits de charge d'entrée. Dans ce cas particulier, la charge est la grille du transistor MOS, qui a une impédance d'entrée de plusieurs mégohms.

Dans les fiches techniques, il n'est généralement pas indiqué la résistance d'entrée, mais le courant de fuite de grille à une tension donnée. A partir de ce courant, vous pouvez déterminer la résistance ohmique de l'isolement de la grille et des diodes de protection. Par exemple, pour le transistor IRF5305, un courant de fuite ne dépassant pas 100 nano-ampères à une tension de 20 volts est déclaré. Un calcul simple nous donne une impédance d'entrée d'au moins 200 mégohms.

Avec une telle résistance d'entrée du consommateur, il serait possible d'utiliser des résistances de charge à très haute résistance, réduisant ainsi la consommation intrinsèque des transistors à un niveau de nanoampères. Cependant, il est préférable de ne pas trop «cogner», car les circuits à haute impédance deviennent sensibles à une variété de micros. Et d'ailleurs, avec des courants de collecteur sous-microampères, le gain du transistor bipolaire diminue. La résistance de charge la plus appropriée dans ce cas peut être considérée comme des centaines de kOhm. C'est la résistance optimale du point de vue de la fiabilité, et en même temps assez élevée du point de vue de l'efficacité.

Avec des résistances de collecteur triées. Passons maintenant à la résistance de polarisation Rs. Qu'est-ce qui dépend de sa résistance? Les courants de collecteur initiaux, c'est-à-dire les courants d'un circuit entièrement équilibré, en dépendent. De plus, ces courants dépendent des valeurs précédemment sélectionnées des résistances de charge et du gain des transistors. Quelle est donc la valeur optimale de cette résistance? Et tel, dans lequel les modes des transistors seront aux points de moindre stabilité.

Après tout, plus le circuit se prête à l'influence des facteurs de déséquilibre, plus sa sensibilité au signal d'entrée est élevée. C'est pourquoi en l'absence de signal d'entrée, les transistors ne doivent pas être complètement ouverts ou complètement fermés, ils doivent être dans un état intermédiaire.

Une analogie avec les balanciers swing les plus simples est appropriée ici. Si une telle oscillation est en équilibre, il est plus facile de les sortir de cet état: une légère poussée, et ils se penchent dans la bonne direction. Mais s'ils sont déjà biaisés par la charge sur l'une des épaules, le retrait d'un état aussi stable nécessite un effort considérable.

Par conséquent, la meilleure résistance Rs est telle que les tensions au niveau des collecteurs des transistors sont approximativement égales à la moitié de la tension d'alimentation. Il n'est pas nécessaire de prendre cette condition au pied de la lettre et de détecter la résistance aux ohms. De plus, pour réduire les courants de fonctionnement, il est parfaitement acceptable d'augmenter consciemment Rs de sorte que la tension au niveau des collecteurs soit inférieure d'environ 5 volts à la tension d'alimentation. Cela laissera une marge suffisante pour un contrôle fiable de l'interrupteur d'alimentation, mais en même temps, cela minimisera les courants dans tous les circuits, et donc la consommation du circuit.

Pour contrôler un volume de MOSFET de puissance moderne, une tension doit être appliquée à sa grille, pas moins que celle indiquée dans la ligne «Tension de seuil de grille» de la fiche technique. Pour un transistor moderne typique, cette tension est de 3-4 volts, d'où la valeur sélectionnée de 5 volts, qui est garantie d'être suffisante pour ouvrir complètement le transistor avec un signal d'entrée minimum.

Quant à l'indice Rs spécifique, l'expérience à grande échelle a montré que, par exemple, pour l'assemblage du BC807DS, sa résistance devrait être d'environ 5 MΩ. Pour d'autres transistors, cette valeur peut différer, mais il existe un autre facteur qui joue entre nos mains et réduit le besoin d'une sélection fine de résistances.

Le fait est que dans un circuit réel, lorsqu'un courant commence à traverser l'interrupteur d'alimentation, ce qui met le circuit hors d'équilibre, la tension de grille commencera à changer, ce qui signifie que la résistance du canal commencera également à changer. Et cette rétroaction est de nature amplificatrice, lorsque la chute de tension sur le canal entraîne un déséquilibre du circuit, ce qui modifie la tension de grille de sorte que la résistance du canal change encore plus, ce qui conduit à encore plus de distorsion. Et ainsi, il continue jusqu'à ce qu'il atteigne la position extrême dans laquelle l'interrupteur d'alimentation ne répond plus en modifiant la résistance du canal pour changer la tension de grille. Cependant, si le gain du transistor est suffisamment important, le processus se poursuit jusqu'à ce que la tension d'alimentation soit atteinte ou nulle (en fonction du rapport des tensions aux points 1 et 2).

Ainsi, le schéma réel, qui peut être établi en tenant compte de ce qui précède, peut avoir la forme suivante:


Et sous cette forme, on le trouve vraiment rarement sur les sites dédiés à l'électronique. Cependant, nous avons commencé avec un autre schéma complètement fonctionnel, qui est plus simple et plus courant. Qu'est-ce qui distingue ces deux options? Revenons brièvement sur le prototype, qui a commencé une analyse détaillée.


Qu'est-ce qui est superflu dans ce schéma? Pour la raison que nous supprimons la tension de commande de la grille de l'interrupteur de puissance du collecteur de l'un des transistors (point OUT2), la tension sur le collecteur du second (OUT1) ne nous dérange pas du tout. Et pour la raison que la présence ou l'absence d'un petit courant de collecteur a un effet très faible sur la caractéristique courant-tension de la jonction émetteur, la résistance de charge R1 peut être retirée du circuit en toute sécurité. Et pour que la borne collecteur T1 ne pende pas dans l'air et ne recueille pas les micros, il est préférable de la connecter à la base de T1 (bien que cela ne soit pas nécessaire, le circuit fonctionne parfaitement avec une sortie collecteur déchirée).


Le schéma final prend une forme douloureusement familière:


De plus, j'ai spécifiquement gardé l'emplacement des résistances comme dans le prototype, pour souligner le fait que ces résistances remplissent des fonctions complètement différentes. Ce n'est pas évident dans le schéma d'origine, mais c'est clairement visible ici, surtout après toutes les explications et calculs. La résistance de gauche est la résistance de polarisation Rs, et la droite est la résistance de charge R2 du circuit prototype. Ce ne sont pas des choses qui ne devraient pas être exactement les mêmes (comme le pensent certains auteurs), leurs valeurs sont généralement interconnectées de manière très indirecte et dans le cas général ne sont même pas tenues d'avoir un ordre général.

C'est pourquoi il n'est pas nécessaire d'utiliser un ensemble de résistances ou des résistances discrètes à faible tolérance à cet endroit.

Et également de ce schéma, il s'ensuit que l'appareil reçoit de l'énergie du point 2, et le point 1 est juste une source de signal d'entrée. Ainsi, lorsque la tension n'est présente qu'au point 2, la puissance est fournie directement, et si ce n'est qu'au point 1, la puissance est d'abord fournie par la diode technologique du transistor de puissance, puis, lorsque le circuit se réveille et commence à fonctionner, c'est déjà par un canal ouvert.

Écueil №1

Nous avons compris le principe de fonctionnement et les notes, le résultat sur le schéma:


C'est sous cette forme que le schéma est largement recommandé dans divers forums, mais il existe quelques nuances qui limitent considérablement son application pratique. Le premier problème est un paramètre des transistors bipolaires, qui n'est pas habituel à rappeler dans la plupart des applications pratiques. Le voici:


Il s'avère que la tension inverse maximale de la jonction d'émetteur de la plupart des transistors de faible puissance est en unités de volts, et c'est ce qui menace notre circuit. S'il n'y a de tension qu'au point 2 et que le point 1 est connecté à la masse par une petite résistance (l'alimentation hors tension se comporte exactement comme ça), alors le courant du point 2 passe par la jonction d'émetteur polarisée en sens direct T2 à la jonction d'émetteur polarisée en sens inverse T1, derrière laquelle se trouve presque la masse . C'est-à-dire que presque toute la tension du point 2 est appliquée à la jonction d'émetteur T1.


Et ici, la chose la plus intéressante se produit. Si la tension au point 2 est supérieure au maximum admissible, alors la jonction d'émetteur T1 passe en mode avalanche, et avec une valeur suffisamment petite de RL, le transistor tombe simplement en panne.

Ainsi, un fonctionnement fiable de ce circuit n'est possible qu'à des tensions de fonctionnement non supérieures à ce qui est indiqué dans la fiche technique du transistor sélectionné, c'est-à-dire en pratique, elle ne dépasse pas 5-8 volts. Même une source de 12 volts ne peut formellement plus être connectée à un tel circuit.

Voici d'ailleurs un fait intéressant. J'ai essayé plusieurs assemblages de différents types, qui indiquaient la tension de jonction d'émetteur maximale de 5 à 8 volts, et tous montraient une tension de claquage en avalanche pouvant atteindre 12-13 volts. Cependant, vous ne devriez pas vous y fier dans les schémas pratiques, ce n'est pas pour rien qu'ils disent que les spécifications sont écrites par la fumée des composants brûlés.

Si vous devez commuter une tension relativement élevée, le transistor T1 a besoin d'une protection. La façon la plus simple de le faire est simplement d'introduire une résistance supplémentaire, ce qui limitera le courant inverse à travers la jonction.


Cette résistance introduira un certain déséquilibre dans le circuit, cependant, pour la raison que sa résistance est assez petite par rapport à la résistance de la résistance de polarisation, l'effet sera minime et non perceptible en pratique. De plus, un petit courant de fuite traversera cette résistance du point 2 au point 1, ce qui rendra notre diode pas aussi idéale que nous le souhaiterions. Mais ici, nous devons faire un compromis.

Certains auteurs (les rares à avoir réalisé le besoin même de protection) proposent en outre de protéger la jonction émetteur à l'aide d'une diode directement connectée.


Cette diode vous permet de ne pas atteindre la valeur de tension de seuil du tout, en la limitant à l'amplitude de la chute directe, c'est-à-dire à moins d'un volt.

Cependant, à mon humble avis, une diode violoniste n'est pas nécessaire. Le fait est que la panne d'avalanche pour toute jonction pn est un mode de fonctionnement tout à fait normal et il n'est pas nécessaire de le gérer.

Un vieux dicton dit: ce n'est pas la tension qui tue, elle tue le courant . Et cela ne s'applique pas uniquement au cas de choc électrique. Avec les diodes et les transistors, la situation est similaire. La panne d'avalanche elle-même est complètement réversible et est couramment utilisée, par exemple, dans les diodes Zener. Et la notoriété lui était ancrée du fait que dans les circuits de puissance ce phénomène s'accompagne généralement d'une augmentation incontrôlée du courant traversant la transition, d'un fort échauffement, et de la panne thermique déjà irréversible qui en découle.

Écueil №2

Si vous prévoyez d'utiliser le circuit à des tensions d'environ 12 volts, tout peut être laissé tel quel et profiter. Mais les situations de la vie sont différentes et tôt ou tard, la tension peut s'avérer plus élevée, par exemple 24-27 volts, comme dans le réseau embarqué des grosses voitures.

Et ici, une autre limitation apparaît, qui n'est pas souvent nécessaire de se rappeler lors de la conception de circuits basse tension. Le fait est que la grille MOSFET est séparée du canal par le film d'oxyde le plus mince. Son épaisseur détermine les propriétés de transfert du transistor et s'élève en pratique à des unités d'atomes d'oxyde de silicium. Naturellement, la rigidité diélectrique d'un diélectrique aussi mince est très faible. Examinons la fiche technique d'un «homme de terrain» puissant et typique.


On voit ici que la tension marginale de la seconde est de 20 volts. Et maintenant, encore une fois, regardez le circuit final de notre appareil et pensez à ce qui se passera lorsque le transistor T2 sera complètement fermé. Dans ce cas, la grille du transistor à effet de champ via R2 sera mise à la terre. Et comme la résistance de la grille, comme nous l'avons découvert ci-dessus, est de l'ordre de centaines de mégohms, les potentiels sont répartis de sorte que presque toute la tension d'alimentation sera appliquée à l'isolement de la grille.

Lorsqu'ils sont alimentés au-dessus de 20 volts, nous obtenons le risque de panne de l'obturateur de l'interrupteur. Pour éviter que cela ne se produise, vous devez en quelque sorte limiter la tension entre la source et la grille à une valeur acceptable. La façon la plus simple de le faire est d'utiliser une diode zener, qui dérive les sorties source et gate.


Dans ce cas, même si le transistor T2 est complètement fermé, la diode zener va prendre l'excès de courant, et la tension à la grille sera limitée à la tension de stabilisation D1. C'est pourquoi la tension de stabilisation doit se situer dans la plage allant du paramètre «Tension de seuil de grille» à «Tension de grille à source», avec de petits retraits, bien sûr.

En principe, dans certaines fiches techniques, dans le cadre d'un transistor MOS de puissance, une paire de diodes zener tout ou rien est établie entre la grille et la source, qui, vraisemblablement, est juste conçue pour limiter la tension sur la grille. Alors là, laissez chacun décider par lui-même, faire confiance au sort du transistor du circuit de protection intégré, ou se couvrir seul.

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