STM32F334 पर एक हिरन कनवर्टर का विकास: संचालन, गणना, प्रोटोटाइप का सिद्धांत

अपने पिछले दो लेखों में, मैंने एसटीएम 32 एफ 334 आर 8 टीटी 6 माइक्रोकंट्रोलर पर आधारित पावर मॉड्यूल और नियंत्रण बोर्ड के बारे में बात की, जो विशेष रूप से बिजली कन्वर्टर्स और इलेक्ट्रिक ड्राइव के लिए नियंत्रण प्रणालियों के कार्यान्वयन के लिए बनाए गए थे। डीसी / एसी कनवर्टर का एक उदाहरण भी माना जाता था, जो एक प्रदर्शन था, एक पूर्ण निर्माण नहीं। अब यह कुछ सरल, लेकिन उपयोगी और सबसे महत्वपूर्ण रूप से पूरा करने का समय है।

परियोजना और पावर इलेक्ट्रॉनिक्स के बारे में अधिकांश प्रश्न विशिष्ट टोपोलॉजी से संबंधित हैं: कोई पीएफसी नियंत्रण एल्गोरिदम सीखने में रुचि रखता है, कोई एलएलसी आधा पुल का निर्माण करना सीखना चाहता है, लेकिन सबसे लोकप्रिय टोपोलॉजी निस्संदेह हिरन है। आखिरकार, हिरन कनवर्टर (उर्फ हिरन कनवर्टर) सबसे दिलचस्प परियोजनाओं के लिए मुख्य है: यह एलईडी लैंप के लिए ड्राइवर है, सौर पैनल, चार्जर और बहुत कुछ के लिए एमपीपीटी नियंत्रक का आधार है।

नेटवर्क पर हिरन सहित कई जानकारी होती है, जिसमें डेटाशीट भी शामिल है, लेकिन यह बिखरा हुआ है और मैं व्यक्तिगत रूप से ऐसी सामग्री के बारे में नहीं आया हूं जो डिजिटल नियंत्रण के साथ हिरन कनवर्टर बनाने की प्रक्रिया का विस्तार से वर्णन करता है। इसे ठीक करने का समय आ गया है। व्यावहारिक रूप से कोई गणित नहीं है, स्पष्टीकरण "उंगलियों पर" है, इसलिए यह उन सभी के लिए दिलचस्प होगा जो किसी तरह इलेक्ट्रॉनिक्स से जुड़े हुए हैं।

परिचय

पहले आपको यह समझने की आवश्यकता है कि हम अंत में क्या प्राप्त करना चाहते हैं और हमारे पास क्या परिचयात्मक है। हिरन टोपोलॉजी स्टेप-डाउन है, अर्थात यह आपको स्टेप-डाउन वोल्टेज कनवर्टर बनाने की अनुमति देता है। जैसा कि आप बाद में देखेंगे, हिरन कनवर्टर के आउटपुट में वोल्टेज लगभग रैखिक रूप से इनपुट पर वोल्टेज पर निर्भर करता है, इसलिए आपको प्रतिक्रिया जोड़ने की आवश्यकता है। आज मैं सरल वोल्टेज प्रतिक्रिया के बारे में बात करूंगा, जो सबसे सहज है और आपको ऑपरेशन के सिद्धांत को समझने की अनुमति देगा, जबकि यह प्रतिक्रिया आपके लिए अधिकांश कार्यों को लागू करने के लिए पर्याप्त है।

लेख के अंत में हमें "सिंक्रोनस हिरन" टोपोलॉजी के अनुसार एक कार्यशील स्थिर वोल्टेज स्रोत मिलेगा, जो डिजिटल कंट्रोल के साथ काफी उच्च आवृत्ति पर कार्य कर रहा है, जिसे उच्च रिज़ॉल्यूशन पीडब्लूएम (एचआरडब्ल्यूडब्ल्यूएम) का उपयोग करके एसटीएम 32 एफ 334 आर 8 टी 6 पर लागू किया गया है। इनपुट वोल्टेज रेंज 15 ... 60V है, आउटपुट वोल्टेज 12V है, और अधिकतम आउटपुट वर्तमान 2A है।

अध्याय 1. टोपोलॉजी हिरन का सिद्धांत

मैं बहुत मूल बातें से शुरू करना बताना शुरू करूंगा और धीरे-धीरे हमारे कनवर्टर में सुधार करूंगा, जैसा कि "सिंक्रोनस हिरन" बढ़ी हुई दक्षता और नियंत्रण जटिलता के साथ बेहतर संस्करण का एक संस्करण है। टोपोलॉजी का मूल संस्करण जो आपने शायद इस्तेमाल किया है वह इस प्रकार है:



इस टोपोलॉजी का उपयोग कम-शक्ति वोल्टेज कन्वर्टर्स में किया जाता है, उदाहरण के लिए, डिजिटल सर्किट और अन्य कम-बिजली उपकरणों को बिजली देने के लिए। आपके उपकरणों में आपके द्वारा उपयोग किए जाने वाले dc / dc को कम करना संभवतः इस टोपोलॉजी के अनुसार माइक्रोक्रिस्कट पर लागू किया जाता है। ऐसी चिप का एक उदाहरण LMR16006 है ।

इस सर्किट के संचालन का सिद्धांत बहुत सरल है, एक PWM सिग्नल को ट्रांजिस्टर VT1 में आपूर्ति की जाती है, काम खुद 2 चरणों में विभाजित होता है, जो एक के बाद एक वैकल्पिक होता है:

• एलसी सर्किट में ऊर्जा भंडारण का चरण। इस स्तर पर, ट्रांजिस्टर VT1 खुला है और वर्तमान लोड करने के लिए ट्रांजिस्टर के माध्यम से बहती है, साथ ही प्रारंभ करनेवाला और आउटपुट कैपेसिटेंस में ऊर्जा का भंडारण करता है:
  
  
• डिस्चार्ज स्टेज। इस स्तर पर, ट्रांजिस्टर VT1 बंद हो जाता है और फिर मज़ा शुरू होता है। थ्रॉटल - यह एक ऐसी चीज है जो ऊर्जा को संचित करती है यदि एक संभावित इसे (ओपन वीटी 1) पर लागू किया जाता है और यदि संभावित गायब हो जाता है (वीटी 1 बंद है) तो इसे दूर कर देता है। उसी समय, वह न केवल ऊर्जा देने के लिए, बल्कि वर्तमान और उसके दिशा के मूल्य को बचाने के लिए भी चाहता है, इसलिए, इस संपत्ति का उपयोग करने के लिए, आपको सर्किट को बंद करने के लिए VD1 डायोड को जोड़ने की आवश्यकता है, क्योंकि वर्तमान केवल एक बंद सर्किट में बहती है।
  
  

जब मैं 6-7 वीं कक्षा में इस टोपोलॉजी से परिचित हो गया, तो मुझे तुरंत समझ में नहीं आया कि डायोड 1 चरण में वर्तमान का संचालन क्यों नहीं करता है, अब यह सामान्य लगता है, लेकिन मुझे लगता है कि यह ध्यान देने योग्य है। जब VT1 खुला होता है, तो संभावित + VIN, उदाहरण के लिए, + 20V, डायोड VD1 के कैथोड पर लागू किया जाता है, और डायोड के एनोड पर क्रमशः पृथ्वी की क्षमता। डायोड के माध्यम से प्रवाह करने के लिए वर्तमान के लिए, यह बिल्कुल विपरीत होना चाहिए: एनोड पर क्षमता कैथोड पर क्षमता से अधिक होनी चाहिए, इसलिए, हिरन-ई में, ऊर्जा भंडारण के चरण में, डायोड "बंद" है। डिस्चार्ज अवस्था में, डायोड पहले से ही सर्किट को बंद कर देता है, संभावित + VIN इसके कैथोड पर कार्य नहीं करता है और इसे "लॉक" नहीं करता है। मुझे आशा है कि मैंने स्पष्ट रूप से समझाया।

फिर आपके पास एक प्रश्न होना चाहिए: "और क्या वोल्टेज आउटपुट पर होगा, अगर हमने इनपुट के लिए 20 वी लागू किया है?"। हमेशा की तरह, सब कुछ सरल है:



जैसा कि सूत्र से देखा जा सकता है, आउटपुट वोल्टेज रैखिक रूप से PWM सिग्नल के कर्तव्य कारक पर निर्भर करता है जिसे हम ट्रांजिस्टर VT1 में आपूर्ति करते हैं। यदि कोई "कर्तव्य कारक" नहीं जानता है या भूल गया है, तो यह उस समय का अनुपात है जब ट्रांजिस्टर खुली अवस्था में अवधि की लंबाई तक होता है। यह गुणांक 0 से 1 या 0 से 100% तक मान ले सकता है। इसके अलावा, हम कनवर्टर को नियंत्रित करते समय इस विशेष आकृति के साथ काम करेंगे, लेकिन सार को समझने के लिए, आइए इस संबंध को सूत्र में प्रतिस्थापित करें:



हिरन कनवर्टर के संचालन की आवृत्ति स्थिर है और डिजाइन के दौरान चुना जाता है, यह ऑपरेशन के दौरान नहीं बदलता है, और इसलिए अवधि (टी) स्थिर है। यह पता चलता है कि आउटपुट वोल्टेज सीधे दो भौतिक राशियों पर निर्भर करता है:

• जिस समय से हम ऊपरी ट्रांजिस्टर (VT1) खोलते हैं - जितनी देर तक खुला रहता है, एलसी फिल्टर में अधिक ऊर्जा जमा होने का समय होता है और, तदनुसार, आउटपुट वोल्टेज अधिक होता है;
• इनपुट वोल्टेज से, उदाहरण के लिए, यदि हमने भरने को 50% तय किया और विन को 20 से 40 वी में बदल दिया, तो आउटपुट वोल्टेज भी 10 से 20 वी में बदल जाएगा।

मुझे लगता है कि सामान्य तस्वीर और काम का सिद्धांत आपको आकर्षित करना शुरू कर दिया है, चलो अब इसे ठीक करें और वास्तविक ऑसिलगोग्राम देखें और व्यवहार में इस अनुपात की जांच करें। मैंने एक हिरन लेआउट इकट्ठा किया है जिसे 10 डब्ल्यू एलईडी के साथ लोड किया गया है। मैंने ऑसिलोस्कोप के 3 चैनलों का उपयोग किया, जो निम्नलिखित बिंदुओं में शामिल हैं:



अनुभव नंबर 1 - इनपुट वोल्टेज (विन) निरंतर 20 वी, कर्तव्य चक्र बदलता है

• विन = 20 वी, डी = 25%, वाउट = डी * विन = 0.25 * 20 वी = 5 वी
  
  
• विन = 20 वी, डी = 50%, वाउट = डी * विन = 0.5 * 20 वी = 10 वी
  
  

जैसा कि आप तरंगों पर देख सकते हैं, आउटपुट वोल्टेज और कर्तव्य चक्र के बीच संबंध सही है। बेशक, यह एक "आदर्शीकृत" प्रयोग था, वास्तव में, इनपुट वोल्टेज स्थिर नहीं है और काफी विस्तृत श्रृंखला में तैरता है। आइए अब देखते हैं कि इनपुट वोल्टेज पर निर्भरता एक निश्चित भरने पर क्या होगी।

अनुभव नंबर 2 - इनपुट वोल्टेज (विन) बदल रहा है, कर्तव्य चक्र स्थिर है और 50% के बराबर है

• विन = 15 वी, डी = 50%, वाउट = डी * विन = 0.5 * 15 वी = 7.5 वी
  
  
• विन = 20 वी, डी = 50%, वाउट = डी * विन = 0.5 * 20 वी = 10 वी
  
  
• विन = 30 वी, डी = 50%, वाउट = डी * विन = 0.5 * 30 वी = 15 वी
  
  

अब हमने अभ्यास में देखा है कि आउटपुट वोल्टेज भी एक निश्चित कर्तव्य चक्र पर इनपुट वोल्टेज पर निर्भर करता है। क्या आप पहले से ही समझते हैं कि यह आउटपुट को कैसे स्थिर करेगा? स्थिरीकरण सिद्धांत सूत्र के रूप में सरल है - वोट 12 वी और स्थिर है, हम माइक्रोकंट्रोलर की मदद से कर्तव्य चक्र को बदल सकते हैं, इसलिए यदि विन बढ़ता है, तो आउटपुट वोल्टेज भी बढ़ता है और इस समय हम कर्तव्य कारक को घटाते हैं जब तक कि यह 12 वी फिर से नहीं हो जाता। तदनुसार, जब विन घटता है, तो हम कर्तव्य चक्र को बढ़ाना शुरू करते हैं जब तक कि वोल्टेज वाउट 12 वी नहीं हो जाता।

सैद्धांतिक खंड में मैं और क्या ध्यान आकर्षित करना चाहूंगा ... आह, हां! निश्चित रूप से आप सोच रहे हैं कि एक ट्रांजिस्टर के बाद 20V के आयाम के साथ एक PWM आखिरकार एक निरंतर वोल्टेज में टेढ़ा-मेढ़ा कैसे हो गया? वास्तव में, यदि हम ट्रांजिस्टर VT1 के स्रोत पर आस्टसीलस्कप की लाल जांच डालते हैं, तो एलसी फिल्टर के बाद हरे रंग की जांच, हम निम्नलिखित तस्वीर देखेंगे:



आप देख सकते हैं कि एलसी फिल्टर कैसे वोल्टेज को स्थिर करने के लिए "लुब्रिकेट करता है", लेकिन बात यह है कि इंडक्शन और कैपेसिटेंस में संग्रहित ऊर्जा का तुरंत उपभोग नहीं किया जा सकता है, इसलिए वोल्टेज तुरंत नहीं बदल सकता है। हम उस समय प्राप्त करते हैं जब प्रारंभ करनेवाला के सामने PWM 0V हो जाता है, आउटपुट वोल्टेज फ़िल्टर में संग्रहीत ऊर्जा द्वारा प्रदान किया जाता है, जो तुरंत अवशोषित नहीं करता है और समय पर वोल्टेज को बनाए रखने के लिए पर्याप्त है VT1 बंद हो जाता है। बेशक, यह सभी की उंगलियों पर है, अगर यह दिलचस्प है, तो मैं हमेशा बी यू को सलाह देता हूं । सेमेनोवा "पावर इलेक्ट्रॉनिक्स: सरल से जटिल तक" , हिरन (हेलिकॉप्टर) पर एक पूरा अध्याय है।

दक्षता के लिए संघर्ष

जैसा कि मैंने थोड़ा पहले लिखा था, यह टोपोलॉजी का मूल संस्करण था। इसका मुख्य नुकसान लॉकिंग डायोड पर उच्च नुकसान है। एमके और सीपीएलडी पर संचालित सरल प्रणालियों में वर्तमान क्या है? आमतौर पर 1 ए के भीतर, कभी-कभी 2 ए, अगर किसी प्रकार का टीएफटी डिस्प्ले होता है। इस मामले में, एक Schottky डायोड का उपयोग करते समय भी नुकसान 0.4V * 2A = 0.8 वाट होगा। सिद्धांत रूप में, एसएमए / एसएमबी पैकेज पर समस्याओं के बिना इतना फैलाने के लिए यह सहन करने योग्य है, हालांकि 3.3V और 2A के वोल्टेज के साथ, 0.8V का नुकसान अभी भी 12% दक्षता है!

अब उस मामले की कल्पना करें जब हमारे पास 20A है। यह एक एमपीपीटी नियंत्रक, एक बड़ा एफपीजीए बिजली प्रणाली, और बहुत कुछ हो सकता है। इस मामले में, नुकसान 0.4V * 20A = 8 W होगा! इसका क्या मतलब है? उदाहरण के लिए, एमपीपीटी के मामले में, आपके पास बैटरी में कम ऊर्जा संग्रहित होगी, एफपीजीए बिजली के मामले में यह अतिरिक्त 8 वाट गर्मी होगी, जिसे कहीं न कहीं से भंग किया जाना चाहिए और दोनों ही मामलों में यह निस्संदेह समग्र दक्षता का नुकसान है। क्या किया जा सकता है? और VD1 डायोड को दूसरे एन-चैनल मॉसफेट से बदल दें और इस सर्किट को प्राप्त करें:



अब ट्रांजिस्टर VT2 एक डायोड के रूप में कार्य करता है, अर्थात, यह VT1 बंद होने पर वर्तमान का संचालन करता है। डायोड, जो मूल संस्करण में था, को नियंत्रण की आवश्यकता नहीं थी, अब हमें प्रदर्शन में सुधार के लिए पीडब्लूएम सिग्नल के साथ एक अतिरिक्त नियंत्रण चैनल का भुगतान करने के लिए मजबूर किया जाता है।

पहले, आइए गणना करें कि हमने कितना नुकसान कम किया है। एक आधुनिक मस्जिद का चैनल प्रतिरोध कई megohms है। एक उदाहरण के रूप में, अपने पावर मॉड्यूल से एक ट्रांजिस्टर लेते हैं, जिसके बारे में मैंने पिछले लेखों में बात की थी - IPP083N10N5AKSA1 जिसमें 8.3 mOhm का चैनल प्रतिरोध है। हमें 0.0083 * 20A * 20A = 3.32 वाट के बराबर स्थैतिक नुकसान होता है। बेशक, गतिशील नुकसान होंगे, जो पर्याप्त रूप से डिज़ाइन किए गए ड्राइवर के साथ 20% से अधिक नहीं होगा, अर्थात, हमारे लिए कुल नुकसान 4 वाट होगा। हमें पता चलता है कि पारंपरिक हिरन से एक समकालिक तक का संक्रमण डायोड के नुकसान को आधा कर सकता है।

अब आइए अधिक जटिल प्रबंधन को देखें। जैसा कि हमने पहले ही समझा था, VT1 बंद होने पर लॉकिंग डायोड वर्तमान का संचालन कर रहा था। इस से यह अनुसरण करता है कि VT1 बंद होने पर VT2 बंद होना चाहिए और तदनुसार, VT1 खुला है जब VT1 बंद है। यदि यह सरल है, तो ट्रांजिस्टर बारी-बारी से काम करते हैं: या तो एक खुला है या दूसरा, यदि दोनों ट्रांजिस्टर खुले हैं, तो करंट के माध्यम से होगा, क्योंकि वे VIN और GND के बीच परस्पर जुड़े हुए हैं। आइए देखें कि सिग्नल क्या होना चाहिए, जहां "पीला चैनल" ट्रांजिस्टर VT1 है और "ग्रीन चैनल" ट्रांजिस्टर VT2 है:



जैसा कि आप देख सकते हैं, यदि तार्किक "1" पीले चैनल (VT1 पर) में सेट है, तो उस समय तार्किक "0" को ग्रीन चैनल (VT2 पर) में सेट किया जाना चाहिए। हम वीटी 1 को एलसी फिल्टर में ऊर्जा पंप करते हैं, और वीटी 2 डिस्चार्ज स्टेज पर सर्किट को बंद कर देता है।

एक और बिंदु है जो आपने पहले से ही सुना है या ऊपर के बारे में पढ़ा है - वर्तमान के माध्यम से । तथ्य यह है कि एक वास्तविक, न कि एक आदर्श ट्रांजिस्टर (मॉस्फ़ेट) का गेट पर एक निश्चित समाई है, अर्थात वास्तव में, यह log.0 से log.1 तक तुरंत नहीं जाता है, और ट्रांजिस्टर में ऊर्जा तुरंत नहीं घुलती है, जिसके परिणामस्वरूप ट्रांजिस्टर स्विचिंग के समय थोड़े समय के लिए, दोनों खुले हो सकते हैं। यह, सबसे अच्छे रूप में, बढ़े हुए नुकसान का कारण बन सकता है, जिसका अर्थ है हीटिंग और, सबसे खराब, एक बाबा के लिए, क्योंकि वर्तमान के माध्यम से एक सामान्य शॉर्ट सर्किट (शॉर्ट सर्किट) है। इससे बचने के लिए, एक ट्रांजिस्टर को बंद करने और दूसरे को चालू करने के बीच एक देरी या तथाकथित मृत-समय की शुरुआत की जाती है। यह इस तरह दिखता है:



मुझे लगता है कि आपने देखा कि सिग्नल स्विचिंग सीमा पर एक छोटा सा अंतर है। मैंने इसे जानबूझकर बड़ा (लगभग 3%) स्थापित किया ताकि आप इसे देख सकें, वास्तव में यह बहुत छोटा है। सामान्य तौर पर, डेड-टाइम (इसके बाद dt) यथासंभव कम सेट किया जाता है, लेकिन साथ ही साथ ट्रांजिस्टर को बंद करने की अनुमति देने के लिए पर्याप्त है। इसकी गणना की जा सकती है, या इसे आनुभविक रूप से चुना जा सकता है, मुझे व्यक्तिगत रूप से लगता है कि यह और यह विकल्प सामान्य है, लेकिन दाढ़ी वाली जेडी शायद आपको बताएगी: "इस पर विचार करना आवश्यक है, लेकिन इसे मॉडल करना बेहतर है!" यह निश्चित रूप से सही है, लेकिन खुद के लिए तय करें - यदि आप बहुत आलसी नहीं हैं, तो एलटीस्पाइस में मॉडल आवारा प्रेरणों और कंडक्टरों और घटकों के समाई को ध्यान में रखते हैं।

इस लेख में स्टैंड के लिए, मैंने dt को ~ 100 ns (वास्तव में 104) पर सेट किया। मेरा मॉड्यूल आपको इसे बहुत कम स्थापित करने की अनुमति देता है, क्योंकि ड्राइवर बहुत कठोर है, लेकिन यकीन है कि आप में से कई मेरे मॉड्यूल के बिना अपने लेआउट का निर्माण करेंगे, जिसका अर्थ है कि सबसे अधिक संभावना होगी। ताकि मैं snot के कारण फंस न जाऊं, मैं एक मार्जिन के साथ छोड़ दूंगा और यदि आपके पास बोर्ड पर सामान्य वायरिंग है, तो आप स्वयं इसे कम कर सकते हैं - फिर कोड पर अध्याय में आप देखेंगे कि कैसे, अभी के लिए, हम देखते हैं कि क्या वास्तव में dt है:



यह देखा जा सकता है कि dt 2.5 डिवीजनों पर रहता है और प्रत्येक डिवीजन 40 ns है, जिसका अर्थ है कि अवधि ~ 100 ns है, जैसा कि इरादा था। मुझे उम्मीद है कि आप समझ गए होंगे कि dt की आवश्यकता क्यों है, यह कितने समय तक होना चाहिए, और हिरन टोपोलॉजी के अनुसार कनवर्टर कैसे काम करता है। यदि आप नहीं समझते हैं, तो हमेशा की तरह, टिप्पणियों, पीएम और मेल में सवाल स्वीकार किए जाते हैं, जबकि मैं सभी को जवाब देता हूं।

अध्याय 2. मुख्य घटकों की गणना

लेख के इस भाग में, मैं दिखाऊंगा कि कैसे एक तुल्यकालिक हिरन कनवर्टर के लिए मुख्य बिजली के घटकों को जल्दी और आसानी से गणना करें: प्रारंभ करनेवाला, इनपुट और आउटपुट कैपेसिटर, ट्रांजिस्टर।

मैं आपको इनपुट डेटा याद दिलाता हूं:

• इनपुट वोल्टेज: 15 ... 30 वी
• आउटपुट वोल्टेज: 12 वी
• रेटेड उत्पादन वर्तमान: 2A
• स्विचिंग आवृत्ति: 100 kHz

12V का आउटपुट वोल्टेज इसलिए चुना जाता है मैं एक लोड के रूप में एक 12 वी 20 डब्ल्यू एलईडी का उपयोग करने की योजना बना रहा हूं, जो हाथ से निकला और बहुत स्पष्ट भार है। टिप्पणियों में "विशेषज्ञों" के सवालों का अनुमान लगाते हुए - हां, मुझे पता है कि एलईडी को वर्तमान स्थिरीकरण की आवश्यकता है, लेकिन हम तब एक वोल्टेज स्टेबलाइजर करते हैं और एलईडी सिर्फ एक लोड है।

बुलडोजर से इनपुट वोल्टेज का चयन किया जाता है, आप 15 ... 60V कर सकते हैं, इसलिए यदि आप एक अलग श्रेणी में रुचि रखते हैं, तो आप इसके लिए घटकों के मूल्य की गणना स्वयं कर सकते हैं। 12A * 2A = 24 W की आउटपुट पावर प्राप्त करने के लिए 2A का रेटेड करंट चुना जाता है, जो कि एलईडी के लिए आवश्यक से थोड़ा अधिक है। 12V पर एलईडी ही लगभग 1.82 ... 1.9A की खपत करता है।

सबसे दिलचस्प पैरामीटर बना रहा - कनवर्टर की ऑपरेटिंग आवृत्ति। यह क्या होना चाहिए? आपको यहां खुद जवाब देना होगा, मेरे मामले में यह 100 kHz है। चुनाव दो बिंदुओं पर आधारित है:

• आवृत्ति में वृद्धि से प्रारंभ करनेवाला, इनपुट और आउटपुट संधारित्र के आवश्यक अधिष्ठापन में कमी आती है। सीधे शब्दों में कहें - आवृत्ति में वृद्धि के साथ, डिवाइस के आयाम कम हो जाते हैं। आवृत्ति कम होने के साथ, आयाम बढ़ते हैं।
• आवृत्ति में कमी के बाद से दक्षता में वृद्धि होती है ट्रांजिस्टर को बदलते समय गतिशील नुकसान। आवृत्ति बढ़ने से ट्रांजिस्टर के गतिशील घटक बढ़ जाते हैं और तदनुसार दक्षता कम हो जाती है।

अब मैं आवृत्ति की पसंद पर चर्चा नहीं करूंगा, बस मान लें कि 100 kHz। गणना पद्धति को दिखाने के बाद, हम इस प्रश्न पर लौटेंगे, क्योंकि सूत्रों के अनुसार, ऑपरेटिंग आवृत्ति पर मुख्य घटकों की रेटिंग की निर्भरता अधिक स्पष्ट रूप से दिखाई देगी।

चरण 1. ट्रांजिस्टर चुनना

हम मुख्य रूप से 3 मापदंडों में रुचि रखेंगे: अधिकतम वोल्टेज "ड्रेन-सोर्स", खुले राज्य में चैनल प्रतिरोध और गेट कैपेसिटेंस। वोल्टेज स्रोत (विन) की पूरी क्षमता ट्रांजिस्टर पर लागू होती है, और स्विचिंग के समय भी वृद्धि होती है। आपके पास 2 विकल्प हैं: VT1 और VT2 ट्रांजिस्टर को वोल्टेज मार्जिन या VT2 पर आरसी स्नबर की कहानी के साथ लें। मेरे मामले में, पावर मॉड्यूल में 100V ट्रांजिस्टर होते हैं, और 30V के इनपुट के साथ यह वोल्टेज का एक बड़ा मार्जिन होता है, यहां तक ​​कि 60V भी स्नबर्स के बिना करने और ट्रांजिस्टर को टूटने से बचाने के लिए पर्याप्त था।

चैनल प्रतिरोध - छोटा बेहतर है, लेकिन एक ही है। चैनल प्रतिरोध में कमी के साथ, हम स्थैतिक नुकसान (I ² * R) को कम करते हैं, लेकिन तकनीक ऐसी है कि गेट कैपेसिटेंस बढ़ता है, और इससे गतिशील नुकसान में वृद्धि होती है। आपको "चैनल प्रतिरोध" और "शटर क्षमता" के बीच एक मध्य मैदान खोजना होगा। 100V तक के वोल्टेज के लिए, मैं आपको Infineon OptiMOS श्रृंखला ट्रांजिस्टर पर ध्यान देने की सलाह देता हूं, पहले से ही पैरामीट्रिक खोज या यहां तक ​​कि IGBT ट्रांजिस्टर की ओर से अपने आप को उच्च वोल्टेज पर देखता हूं। बाद वाले भी मेरे पावर मॉड्यूल द्वारा समर्थित हैं और ड्राइवर को किसी भी बदलाव की आवश्यकता नहीं है।

चरण 2. प्रारंभ करनेवाला की प्रेरण की गणना

इंडक्शन के न्यूनतम मूल्य की गणना करना आवश्यक है, जो हमारे डीसी / डीसी कनवर्टर को निरंतर चालू मोड (एल _मिनट ) में काम करने की अनुमति देगा:



चरों के संदर्भ में, मुझे लगता है कि - k _{ind के} अलावा सब कुछ स्पष्ट है। प्रारंभ करनेवाला में ये अनुमेय तरंग धाराएं हैं, वे आमतौर पर 20 ... 50% का मान चुनते हैं, लेकिन मैं लगभग हमेशा 30% हूं। करंट का छोटा हिस्सा, आगे हम कोर की संतृप्ति सीमा से होगा, जिस पर प्रारंभ करनेवाला घाव है, लेकिन जैसा कि सूत्र से देखा जा सकता है, प्रारंभ करनेवाला की एक बड़ी प्रेरण की आवश्यकता होती है।

अब हम इंडक्शन के न्यूनतम मूल्य की गणना करते हैं, जो कि मेरे इनपुट डेटा के लिए आवश्यक होगा, जैसा कि मैंने ऊपर लिखा है, रिपल मैं 30% रखना चाहूंगा:



यह समझा जाना चाहिए कि यह हिरन कनवर्टर के लिए आवश्यक धाराओं के मोड में काम करने के लिए आवश्यक न्यूनतम अधिष्ठापन है, लेकिन फिर से एक बारीकता है। घुमावदार में वर्तमान अभिनय को बढ़ाने की प्रक्रिया में, कोर की पारगम्यता और वर्तमान के साथ प्रारंभ करनेवाला की प्रेरण और वर्तमान के साथ कुछ अलग हैं, विभिन्न सामग्रियों के लिए निर्भरता अलग है। , L _min dc/dc , , . 10-15% Kool Mu, .

3.

«», , , . R26/14/11 (R — , — ) Kool Mu 60, — लेपकोस ।



अब आपको यह गणना करने की आवश्यकता है कि आपको कितने घुमाव और किस तार की आवश्यकता है। चलो शायद संख्या की शुरुआत करते हैं। कोर के लिए प्रलेखन में इस तरह के एक सुविधाजनक पैरामीटर है - ए _एल , जो 75 एनएच / टर्न ^{2 के} बराबर है । यहाँ ध्यान से - एक वर्ग में बदल जाता है! कोर इंडक्शन खोजने के लिए, वर्ग में घुमावों की संख्या से A _L को गुणा करें । यहाँ से टर्न की संख्या



ज्ञात करने का सूत्र इस प्रकार है: न्यूनतम आवश्यक इंडक्शन प्राप्त करने के लिए, 40 टर्न को विंड करना आवश्यक है, लेकिन जैसा कि हम पहले ही चर्चा कर चुके हैं, इंडक्शन को थोड़ा बढ़ाना आवश्यक है, आइए 3 टर्न को जोड़ें। हम अंगूठी और हवा को 43 मोड़ लेते हैं, हमें ऐसा गला मिलता है:



अब, ब्याज के लिए, हम गणना करते हैं कि क्या अधिष्ठापन चालू होना चाहिए:



और विश्वसनीयता के लिए, हम चिमटी के साथ प्रारंभ करनेवाला के अधिष्ठापन की जांच करते हैं:



137 μH, महान! परिणाम एक को कन्वर्ज्ड, ± 8% के भीतर एक त्रुटि _एल । यहाँ यह ध्यान देने योग्य है - यदि आपके पास अधिष्ठापन को मापने की क्षमता नहीं है, तो आप चीडा, कंप्यूटर, इलेक्ट्रॉनिक्स और अन्य "भोजनालयों" में aliexpress के लिए कोर न खरीदें - कोर को किसी अन्य सामग्री या गलत पारगम्यता के साथ प्राप्त करने का मौका है, लेकिन सही अंकन के साथ - जाँच की। अधिष्ठापन को मापने की क्षमता के बिना, आप ए _{एल की} जांच नहीं कर पाएंगे और आप अपने कनवर्टर के "बाबाख" के कारण की तलाश में खुद को बहुत पीड़ा दे पाएंगे।

इससे एक वाजिब सवाल उठता है - “क्या हमारे पास पर्याप्त कोर और इसके आयाम होंगे? शायद यह अधिक आवश्यक था? ”। कूल म्यू सामग्री के लिए, चुंबकीय प्रेरण सीमा 0.5 टी है, व्यवहार में, स्पष्ट रूप से आवश्यक बिना 0.45 टी से ऊपर एक सीमा से अधिक क्रॉल नहीं करना बेहतर है। यह पता चला है कि कोर पर घुमावदार घाव को 0.45 टी से अधिक कोर के प्रत्येक बिंदु पर प्रेरण का निर्माण नहीं करना है, इसलिए हम जांच करेंगे:



जैसा कि आप देख सकते हैं, 0.06 टी का चुंबकीय प्रेरण मूल्य सीमा 0.5 टी से बहुत कम है। इस से दो निष्कर्ष निकाले जा सकते हैं: सबसे पहले, थ्रोटल संतृप्ति में नहीं जाएगा, और दूसरी बात, कोर बहुत बड़ी है और यह बहुत छोटी अंगूठी लेने के लिए शक्तिशाली है। मैंने R26 रिंग को केवल इसलिए लिया क्योंकि मेरे पास उनका पूरा बॉक्स है, कोई अन्य गुप्त अर्थ नहीं है।

यह निर्धारित करने के लिए रहता है कि प्रारंभ करनेवाला के लिए तार के किस भाग को लेना है। सबसे पहले, मैं आपको दृढ़ता से सलाह देता हूं कि ऐसे उच्च आवृत्तियों पर 1 से अधिक ... 1.2 मिमी के व्यास के साथ तार न लें, क्योंकि त्वचा प्रभाव पहले से ही एक महत्वपूर्ण प्रभाव पड़ता है और प्रभावी क्रॉस सेक्शन को कम करता है। दूसरे, शीतलन की स्थिति और शक्ति के आधार पर तार में वर्तमान घनत्व का चयन किया जाना चाहिए। कम शक्तियों (10-20 डब्ल्यू तक) पर, आप वायु प्रवाह के बिना भी 8..10 ए / मिमी ² का वर्तमान घनत्व सुरक्षित रूप से रख सकते हैं । कई किलोवाट तक की शक्तियों में, 5 ... 6 ए / मिमी ² की सीमा में वर्तमान घनत्व रखना बेहतर होता है , और 10 किलोवाट से आगे की शक्तियों पर वर्तमान घनत्व को 3 ... 4 ए / मिमी ² तक कम करना उचित होगा ।

मेरी उंगलियों पर 0.8 मिमी के व्यास के साथ एक वार्निश तार था। इसका क्रॉस सेक्शन क्रमशः ~ 0.5 मिमी ^{2 है} । 2 ए की धारा में, हम लगभग 4 ए / मिमी ² की घुमावदार स्थिति में एक वर्तमान घनत्व प्राप्त करते हैं । मैं आधे क्रॉस-सेक्शन के साथ एक तार का उपयोग कर सकता था, लेकिन मेरा कोर काफी बड़ा है, इसलिए बिना किसी समस्या के एक बड़ा क्रॉस-सेक्शन वायर फिट होता है। जब आप अपने डिवाइस को ऑप्टिमाइज़ करते हैं, तो आपको पहले गणना करना होगा, और फिर वांछित क्रॉस सेक्शन के तार को खरीदना होगा, फिर आप प्रारंभ करनेवाला के इष्टतम आयाम प्राप्त कर सकते हैं।

चरण 4. आउटपुट कैपेसिटर की गणना

इस स्तर पर, इंडक्शन के मामले में, हम उस कैपेसिटेंस के न्यूनतम मूल्य पर विचार करेंगे जिसे हिरन कन्वर्टर के आउटपुट में LC फ़िल्टर में स्थापित किया जाना चाहिए। तदनुसार, यदि आप अधिक स्थापित करते हैं, तो यह बेहतर होगा और फिर देखें कि क्यों। चलो क्षमता की गणना करते हैं:



बेशक, क्षमता को कुछ मार्जिन के साथ भी रखा जाना चाहिए, खासकर यदि आप आउटलेट पर केवल सिरेमिक का उपयोग करते हैं, क्योंकि इसकी क्षमता उस पर लागू वोल्टेज के आधार पर बहुत कम हो जाती है। यह स्पंदन पर निर्भरता पर भी ध्यान देने योग्य है - चर V _{नाड़ी}। यह आउटपुट पर तरंग का अधिकतम मूल्य है, अर्थात्, आदर्श रूप से, 147.8 μF की समाई के साथ, तरंग आयाम 0.2V होगा, अर्थात आउटपुट वोल्टेज 11.9: 12.1V की सीमा में तैर जाएगा। लहर को कम करना चाहते हैं? फिर उन्हें सूत्र में कम करें और परिणामी क्षमता के मूल्य तदनुसार बढ़ेंगे, निश्चित रूप से, आपको केवल उत्पादन क्षमता में वृद्धि करके प्रयोगशाला बिजली की आपूर्ति नहीं मिलेगी। यह भी आवश्यक है कि कम ईएसआर की आवश्यकता को ध्यान में रखा जाए, इसके लिए वे आमतौर पर समानांतर में 1-2 इलेक्ट्रोलाइट्स लगाते हैं और उन पर कुछ चीनी मिट्टी के बरतन में एक्स 7 आर ढांकता हुआ, अधिमानतः के साथ मिट्टी के पात्र लटकाते हैं। यदि बजट अनुमति देता है, तो इलेक्ट्रोलाइटिक कैपेसिटर को बहुलक टैंटलम (जीपीयू के रूप में) से बदलना संभव है, और इसलिए सिरेमिक की जरूरत नहीं है, उनके पास एक छोटा ईएसआर है।

बार-बार विचार

अब, जैसा कि मैंने कहा, हम कनवर्टर के ऑपरेटिंग आवृत्ति को चुनने के सवाल पर लौटेंगे। मुझे कुछ विचारों में निष्कर्ष विभाजित करने दें:

• जैसा कि आप सूत्र में देखते हैं, आवृत्ति दिखाई देती है, ऑपरेटिंग आवृत्ति जितनी अधिक होती है, उतनी ही कम प्रारंभ करनेवाला की आवश्यकता होगी और कम घुमावों को घाव करना होगा - हम तांबे पर बचत करते हैं और घुमावदार उत्पादों के निर्माण को सरल बनाते हैं
• चुंबकीय प्रेरण को गणना करने के सूत्र में अधिष्ठापन और घुमावों की संख्या मौजूद होती है, हालांकि जैसा कि आप याद करते हैं, प्रेरण में घुमावों पर द्विघात निर्भरता होती है, जिसका अर्थ है कि जब घुमावों की संख्या 2 गुना कम हो जाती है, तो अधिष्ठापन 4 गुना कम हो जाता है। इससे यह अनुसरण करता है कि बढ़ती आवृत्ति के साथ, प्रेरण और चुंबकीय प्रेरण के मूल्य में कमी आती है, जिसका अर्थ है कि एक छोटे कोर का उपयोग किया जा सकता है, अर्थात, हम आयामों को कम करते हैं
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मुझे लगता है कि इन शोधों से यह आपके लिए स्पष्ट हो गया है कि स्विचिंग आवृत्ति क्या प्रभावित करती है, अब आपको यह जानने की जरूरत है कि ट्रांजिस्टर पर होने वाले नुकसान और डिवाइस के आकार के बीच "गोल्डन मीन" को कैसे पता करें। निम्नलिखित लेखों में से एक में मैं आपको अधिकतम दक्षता के लिए ऑपरेटिंग आवृत्ति का अनुकूलन करना सिखाऊंगा, मुख्य बात यह नहीं भूलना है कि मैं इसे करने जा रहा था।

अध्याय 3. एक हिरन कनवर्टर लेआउट कोडांतरण

तो, सबसे थकाऊ, लेकिन महत्वपूर्ण, हिस्सा खत्म हो गया है, अब हार्डवेयर और कोड जाएगा। आइए एक साथ एक लेआउट डालें जिस पर हम सैद्धांतिक गणनाओं को लागू करेंगे। ऐसा करने के लिए, आपको दो मॉड्यूल की आवश्यकता होगी जिसके बारे में मैंने पिछले लेखों में बात की थी: पावर मॉड्यूल और STM32F334 पर नियंत्रण मॉड्यूल । आप ब्रेडबोर्ड पर IR2110 प्रकार के किसी भी कामचलाऊ कचरे से खुद को एक आधा-पुल इकट्ठा कर सकते हैं, और किसी भी एमके को नियंत्रण के रूप में उपयोग कर सकते हैं: STM32-Discovery, LaunchPad, Arduino और बस अपने पसंदीदा MK में काम और कोड के तर्क को अनुकूलित करें, कुछ भी जटिल नहीं होगा अगर आप पहले दो अध्यायों से समझ गए कि हिरन कनवर्टर कैसे काम करता है।

अब हम अपने हिरन आरेख को और अधिक "यथार्थवादी" बनाते हैं, इसमें सभी घटकों के मूल्यों को जोड़ते हैं और कैपेसिटर की संख्या को सही ढंग से दर्शाते हैं, साथ ही ध्यान दें कि मेरा पावर मॉड्यूल किस हिस्से को महसूस कर सकता है:



जैसा कि आप आरेख से देख सकते हैं, पहले से ही एक तुल्यकालिक हिरन और एक इनपुट संधारित्र को लागू करने के लिए मॉड्यूल में एक आधा-पुल (दो ट्रांजिस्टर) होते हैं, वैसे, यह एक बड़े मार्जिन के साथ मॉड्यूल में है - 1000 यूएफ और 100 वी प्रत्येक के 3 इलेक्ट्रोलाइट्स हैं, यह आसानी से 500 के लिए एक हिरन को इकट्ठा करने के लिए पर्याप्त है -800 वाट यह हमारे लिए एक चोक जोड़ने के लिए बना हुआ है, जिसे हमने पहले ही निर्मित और आउटपुट कैपेसिटर बनाया है, बाद में भी एक मार्जिन के साथ, क्योंकि मुझे कम वोल्टेज के लिए केवल 4700 यूएफ 25 वी मिला, लेकिन वे कुछ प्रकार के चीनी हैं, इसलिए मैंने भी एक जोड़े को समानांतर करने का फैसला किया। वास्तव में, वहाँ पर्याप्त 470 यूएफ है, लेकिन मेरे पास आउटपुट संस्करण में ऐसी कोई ट्रिफ़ल नहीं है। यह इस डिजाइन को पूरा करता है:



जैसा कि पहले उल्लेख किया गया है, लोड के रूप में एक शक्तिशाली 20 डब्ल्यू एलईडी का उपयोग किया जाता है। मुझे नहीं पता कि यह कितना प्रकाश चमकता है, और यह बहुत दिलचस्प नहीं है, लेकिन यह 12 वी पर केवल 21 ... 22 डब्ल्यू की खपत करता है, जिसके लिए मेरा हिरन कनवर्टर डिज़ाइन किया गया है। एलईडी ने खुद केपीटी -8 को कोट किया और इसे रेडिएटर में पेंच किया, बेशक यह पर्याप्त नहीं है, लेकिन यह 5-7 मिनट तक समस्याओं के बिना रहता है (यह +40 ... 50 ^ओ सी तक गर्म होता है), और मुझे इसकी अधिक आवश्यकता नहीं है। हम नियंत्रण मॉड्यूल से 2 HRPWM, GND सिग्नल कनेक्ट करते हैं और, विभक्त के माध्यम से, हम एडीसी को हिरन आउटपुट हुक करते हैं, परिणामस्वरूप, हमारे पास इस तरह का एक स्टैंड है:

अध्याय 4. सॉफ्टवेयर लिखना और कनवर्टर शुरू करना

अब हमारे पास सब कुछ है जिसे हमें कोड लिखना और हमारे हिरन कनवर्टर को पुनर्जीवित करना शुरू करना होगा। सबसे पहले, STM32F334R8T6 माइक्रोकंट्रोलर के लिए पिन-आउट देखें, जो नियंत्रण में स्थित है:



अब हम समझते हैं कि कौन से माइक्रोकंट्रोलर पिन का उपयोग किया जाएगा। मॉड्यूल पर ही, मुझे बिजली इकाई को नियंत्रित करने के लिए 5 में से केवल 1 चैनल की आवश्यकता है, हम चैनल "ए" का उपयोग करेंगे। इस चैनल में, सब कुछ की तरह, 2 उच्च-परिशुद्धता PWM आउटपुट (HRPWM), 1 त्रुटि इनपुट (हम इसका उपयोग नहीं करते हैं), GND बोर्डों और 2 ADC चैनलों के मैदान को संयोजित करने के लिए (हम केवल वोल्टेज के लिए एक का उपयोग करेंगे)।

HRPWM के बारे में थोड़ा सा

इंटरनेट के रूसी-भाषा खंड के विस्तार में, मैं व्यावहारिक रूप से HRPWM पर किसी भी प्रशिक्षण सामग्री को पूरा नहीं करता था और STM32 माइक्रोकंट्रोलर पर आधारित HRPWM के साथ काम करने पर सभी सामग्रियों से नहीं मिला था, और यह एक बहुत ही उपयोगी परिधीय है।

मैं इस लेख के ढांचे के भीतर इस परिधि के सिद्धांत में नहीं उतरूंगा, इसलिए मैं सार का वर्णन करूंगा। HRPWM या हाई रेजोल्यूशन PWM हमारा सामान्य PWM मॉड्यूल है, जिसमें ड्यूटी फैक्टर सेट करने के लिए बढ़ा हुआ रिज़ॉल्यूशन है और इसके अलावा आमतौर पर अधिक लचीली सेटिंग्स होती हैं।

• STM32F334R8T6 माइक्रोकंट्रोलर में 10 HRPWM चैनल हैं, जो 2 चैनलों के 5 समूहों में संयुक्त हैं। समूह के भीतर ये 2 चैनल स्वतंत्र रूप से काम कर सकते हैं और एक पूरक जोड़ी बना सकते हैं - हमें बाद की आवश्यकता है;
• 2 पीडब्लूएम संकेतों के बीच पूरक जोड़ी के अंदर, पास-थ्रू करंट से सुरक्षा के लिए हार्डवेयर डेड-टाइम स्थापित करना संभव है;
• सभी 10 चैनलों को एक टाइमर - मास्टर टाइमर से देखा जाता है, इसलिए वे सभी एक दूसरे के साथ सिंक्रनाइज़ हैं और आपको मैन्युअल रूप से टाइमर की एक श्रृंखला को कॉन्फ़िगर करने की आवश्यकता नहीं है। यह मास्टर और टाइमर ए को चालू करने के लिए पर्याप्त है ... ई टाइमर से इसे देखे जाने के लिए;
• HRPWM पर आवृत्ति दोगुनी हो जाती है, यानी HRPWM में 72 MHz की मुख्य आवृत्ति पर, PLL के साथ एक अतिरिक्त गुणक (x2) के बाद यह 144 MHz है। यह सैकड़ों kHz की आवृत्ति पर कन्वर्टर्स को नियंत्रित करना संभव बनाता है;
• PWM नियंत्रण के लिए बहुत सी सेटिंग्स, उदाहरण के लिए, अवधि की शुरुआत और अंत में PWM पीढ़ी को बाँधने की क्षमता के साथ, 4 और अधिक विन्यास योग्य घटनाएँ (COMP) हैं जो आपको PWM को 0 या 1 में किसी भी बिंदु पर अवधि की शुरुआत / समाप्ति के अलावा किसी भी बिंदु पर अनुवाद करने की अनुमति देती हैं;
• विशिष्ट टोपोलॉजी के लिए मोड हैं, उदाहरण के लिए, पुश-पुल मोड, जो आपको कई पुश-पुल टोपोलॉजी को लागू करने की अनुमति देता है।

और यह सुविधाओं का सिर्फ एक छोटा सा हिस्सा है, एचआरपीडब्ल्यूएम डिवाइस आरेख पर आप घटनाओं के एक समूह, डीएसी, एमके में निर्मित समकक्षों के साथ सिंक्रनाइज़ेशन क्षमताओं को देख सकते हैं, और इस ब्लॉक आरेख के साथ कई और अधिक दस्तावेजी संभावनाएं हैं।

आखिरी सवाल है जिसे संबोधित करने की आवश्यकता है - "यह पीडब्लूएम उच्च-बिट क्यों है?"। ऐसा करने के लिए, एक साधारण उदाहरण पर विचार करें। कल्पना कीजिए कि हमने एचआरपीडब्ल्यूएम के बिना एमके का उपयोग करने का फैसला किया, मान लीजिए कि एसटीएम 32 एफ 103 सी 8 टी 6, जो 72 मेगाहर्ट्ज की आवृत्ति पर भी काम करता है। हमें 70 kHz की आवृत्ति पर आधे-पुल को नियंत्रित करने की आवश्यकता है, हम विचार करते हैं कि हम विनियमन के किस चरण को प्राप्त कर सकते हैं: 72 000 000/1025 चरण = 70 243 हर्ट्ज। हाँ, हमारे पास 1025 कदम हैं और समायोजन करते समय हम आउटपुट वोल्टेज को 1/1025 = ~ 0.1% के सैद्धांतिक चरण के साथ बदल सकते हैं। अब हम STM32F334 को लेते हैं, जिसमें 144 मेगाहर्ट्ज की क्लॉक आवृत्ति और 32 बिट्स के टाइमर की शिफ्ट चौड़ाई के साथ, हमें 144 मेगाहर्ट्ज * 32 = 4.608 गीगाहर्ट्ज के बराबर आवृत्ति मिलती है। उन लोगों के लिए जो डर गए और यह आंकड़ा दोगुना हो गया:



नहीं, यह ऑपरेटिंग आवृत्ति नहीं है, यह एक बराबर आवृत्ति है। यह हमें क्या देता है? हम 4 608 000 000 हर्ट्ज / 70 300 हर्ट्ज = 65 535 चरणों के बराबर आवृत्ति लेते हैं। अब हम 1/65 535 = ~ 0.001% की वृद्धि में वोल्टेज पर वोल्टेज (या वर्तमान) को समायोजित कर सकते हैं, अर्थात, 100 गुना अधिक सटीक!

और अब इसे करते हैं - हमारे पास 700 किलोहर्ट्ज़ की आवृत्ति है, जो कि मल्टीफ़ेज़ हिरन के लिए सामान्य है, उदाहरण के लिए। F103 72,000,000 हर्ट्ज / 700,000 हर्ट्ज = 102 चरणों को बंद कर देगा, जो आपको सबसे अच्छा 1% विनियमन प्राप्त करने की अनुमति देता है, लेकिन यह कर्तव्य के लिए 1% है, अर्थात वास्तव में इतने सारे चरणों के साथ आपको आउटपुट पर वोल्टेज चल रहा है जैसे कि स्थिर करना। और वास्तव में नहीं। जबकि F334 के लिए चरणों की संख्या लगभग 6500 होगी, जो अभी भी आपको बहुत सटीक वोल्टेज या वर्तमान नियामक बनाने की अनुमति देता है। हम प्राप्त करते हैं कि कर्तव्य चक्र सेटिंग का रिज़ॉल्यूशन (चरण) पारंपरिक एमके के साथ मानक PWM मॉड्यूल के साथ बहुत अधिक / अधिक बार होता है।

क्लॉक सिस्टम सेटअप

मैंने इस लेख में TrueSTUDIO को विकास के वातावरण के रूप में उपयोग किया है, क्योंकि यह केइल या आईएआर हाँ के रूप में दुखी नहीं है, हाँ, मुझे इसके अद्भुत डिबगर , क्रॉस-प्लेटफॉर्म और शायद शुरुआती के लिए सबसे अच्छा समाधान के बारे में बताएं और न केवल। लेख के अंत में विशेष रूप से इस आईडीई के लिए परियोजना के साथ एक संग्रह होगा। मैंने आपको प्रोजेक्ट बनाने और कॉन्फ़िगर करने का तरीका नहीं बताया, मैं सिर्फ उस वीडियो का लिंक छोड़ूंगा जहां सब कुछ विस्तार से दिखाया गया है - घड़ी ।

जब आप एक प्रोजेक्ट बनाते हैं और एक एलईडी को ब्लिंक करते हैं, तो आपको घड़ी सिस्टम को कॉन्फ़िगर करने की आवश्यकता होती है, अर्थात्, 8 मेगाहर्ट्ज से आवृत्ति को 72 मेगाहर्ट्ज तक बढ़ाएं और कोर पर लागू करें, और फिर एडीसी को आपूर्ति की गई आवृत्ति को कम करने के लिए विभक्त को समायोजित करें:

void StartInitClock (void) { RCC->CR |= RCC_CR_HSEON; // Enable HSE while (!(RCC->CR & RCC_CR_HSERDY)); FLASH->ACR |= FLASH_ACR_LATENCY_1; RCC->CFGR |= RCC_CFGR_PLLMUL9; // PLL mult x9 RCC->CFGR |= RCC_CFGR_PLLSRC; // Source HSE RCC->CFGR2 |= RCC_CFGR2_ADCPRE12_DIV10; // ADC source AHB/10 RCC->CR |= RCC_CR_PLLON; while((RCC->CR & RCC_CR_PLLRDY) == 0){} RCC->CFGR &= ~RCC_CFGR_SW; RCC->CFGR |= RCC_CFGR_SW_PLL; // Select source SYSCLK = PLL while((RCC->CFGR & RCC_CFGR_SWS) != RCC_CFGR_SWS_1) {} // Wait PLL } 

यहाँ, मुझे लगता है कि, ट्यूनिंग एल्गोरिथ्म इस प्रकार है: यह बाहरी क्वार्ट्ज (एचएसई) पर स्विच करता है -> हम प्रतीक्षा करते हैं जब संक्रमण पूरा हो जाता है और तैयार ध्वज सेट हो जाता है -> हम क्वार्ट्ज से पीएलएल इनपुट पर संकेत भेजते हैं -> हम 8 मेगाहर्ट्ज को 9 से गुणा करते हैं -> हम आवृत्ति को 72 मेगाहर्ट्ज से 10 से विभाजित करते हैं। ADC को देखने के लिए -> PLL चालू करें -> तब तक प्रतीक्षा करें जब तक कि वह चालू न हो जाए और तैयार ध्वज को सेट न कर दे -> PLL से सिस्टम बस और कोर के लिए एक संकेत भेजें -> स्विच पूरा होने तक प्रतीक्षा करें -> किया गया।

HRPWM सेटअप

यहां सब कुछ कुछ अधिक जटिल है, क्योंकि इस मॉड्यूल में बहुत अधिक कार्यक्षमता है, किसी भी सेटिंग्स का एक गुच्छा और प्रलेखन की मात्रा बहुत बड़ी है, लेकिन यह एक माइनस और एक ही समय में प्लस है - आपको लचीलेपन के लिए भुगतान करना होगा।

 RCC->CFGR3 |= RCC_CFGR3_HRTIM1SW_PLL; RCC->APB2ENR |= RCC_APB2ENR_HRTIM1EN; 

आपको यह निर्दिष्ट करने की आवश्यकता है कि HRTIM को PLL से देखा गया है, x2 गुणक पहले से ही डिफ़ॉल्ट रूप से सक्षम है। फिर हम बस एचआरटीआईएम के लिए घड़ी को चालू करते हैं, यहां पहली विशेषता है - जैसा कि हम समझते हैं कि टाइमर पीएलएल से घड़ी है, लेकिन हम इसे एपीबी 2 के लिए चालू करते हैं। यह पूरी तरह से तार्किक नहीं है, लेकिन इसे CMSIS या प्रलेखन में फ़ाइल में आसानी से खोजा जाता है।

  RCC->AHBENR |= RCC_AHBENR_GPIOAEN; GPIOA->MODER &= ~GPIO_MODER_MODER8; GPIOA->MODER |= GPIO_MODER_MODER8_1; // Alternative PP GPIOA->OSPEEDR |= GPIO_OSPEEDER_OSPEEDR8; // Very high speed GPIOA->MODER &= ~GPIO_MODER_MODER9; GPIOA->MODER |= GPIO_MODER_MODER9_1; GPIOA->OSPEEDR |= GPIO_OSPEEDER_OSPEEDR9; GPIOA->AFR[1] |= 0xDD; // PA8 and PA9 - AF13 

PA8 और PA9 टाइमर ए का आउटपुट हैं, जो मेरे मॉड्यूल पर चैनल नंबर 1 पर जाता है, जिसे आप आरेख और पिन-आउट में देख सकते हैं। पैरों को एक वैकल्पिक फ़ंक्शन के साथ पुश-पुल के रूप में कॉन्फ़िगर किया गया है, दोनों पैरों के लिए फ़ंक्शन की संख्या 13 वीं है। अधिकतम GPIO आवृत्ति को ट्यून करना भी महत्वपूर्ण है, अन्यथा सिग्नल फ्रंट और फॉल का एक असंगत अवरोध होगा, जो पावर इलेक्ट्रॉनिक्स के लिए अत्यंत महत्वपूर्ण है।

 HRTIM1->sCommonRegs.DLLCR |= HRTIM_DLLCR_CAL | HRTIM_DLLCR_CALEN; while ((HRTIM1->sCommonRegs.ISR & HRTIM_ISR_DLLRDY) == RESET); 

शुरू करने से पहले, आपको टाइमर को कैलिब्रेट करने की आवश्यकता है, क्योंकि यह न्यूनतम देरी के साथ काम करता है, फिर बस तैयार ध्वज की प्रतीक्षा करें।

 HRTIM1->sTimerxRegs[0].PERxR = PeriodTimerA; // Period for timer A HRTIM1->sTimerxRegs[0].CMP1xR = 0; // Duty for timer A 

वह लचीलापन है। सबसे पहले, हम प्रत्येक टाइमर ए ... ई के लिए अपनी स्वयं की आवृत्ति सेट कर सकते हैं, यहां हम केवल हमारे पीडब्लूएम की अवधि रिकॉर्ड करते हैं। दूसरे, डिफ़ॉल्ट रूप से हमारे पास अवधि की शुरुआत में पीडब्लूएम संरेखण है, अर्थात्, संकेत एक नई अवधि की शुरुआत में लॉग 1 में चला जाता है, और अब हमें यह चुनने की आवश्यकता है कि यह तुलनित्र 1, इस मामले में लॉग -1 में वापस कब आएगा। मैं इसमें अनिवार्य रूप से ड्यूटी फैक्टर पूछता हूं।

उदाहरण के लिए, आप PWM का अनुवाद अवधि की शुरुआत से नहीं, बल्कि तुलनित्र क्रमांक 1 से कर सकते हैं और तुलनित्र क्रमांक 2 से log.0 पर लौट सकते हैं और इस प्रकार चरण हार्डवेयर को स्थानांतरित कर सकते हैं।

 // Deadtime enable HRTIM1->sTimerxRegs[0].OUTxR |= HRTIM_OUTR_DTEN; // Tdtg = 6.94 ns HRTIM1->sTimerxRegs[0].DTxR |= HRTIM_DTR_DTPRSC_0 | HRTIM_DTR_DTPRSC_1; // Deadtime rising = 15*Ttg = 104 ns HRTIM1->sTimerxRegs[0].DTxR |= HRTIM_DTR_DTR_0 | HRTIM_DTR_DTR_1 | HRTIM_DTR_DTR_2 | HRTIM_DTR_DTR_3; // Deadtime falling = 15*Ttg = 104 ns HRTIM1->sTimerxRegs[0].DTxR |= HRTIM_DTR_DTF_0 | HRTIM_DTR_DTF_1 | HRTIM_DTR_DTF_2 | HRTIM_DTR_DTF_3; HRTIM1->sTimerxRegs[0].DTxR |= HRTIM_DTR_DTFSLK | HRTIM_DTR_DTRSLK; 

इस स्तर पर, हम डेड-टाइम को सक्षम करते हैं और इसे कॉन्फ़िगर करते हैं, सिद्धांत रूप में, टिप्पणियों में सभी सूत्र हैं, वे संदर्भ पुस्तिका में भी पाए जा सकते हैं। DT ~ 100 ns की अवधि के साथ आप पहले ही इस लेख के सैद्धांतिक अध्याय में तरंग पर देख चुके हैं। मृत समय को किनारे पर और सिग्नल की गिरावट पर अलग से सेट किया जा सकता है। वैसे, [0] क्रमशः टाइमर ए है, [1] टाइमर बी और इतने पर है।

 // Samples in middle of ON time HRTIM1->sTimerxRegs[0].CMP2xR = PeriodTimerA / 10; // ADC trigger 1 update: Timer A HRTIM1->sCommonRegs.CR1 |= HRTIM_CR1_ADC1USRC_0; // ADC trigger 1 event: Timer A compare 2 HRTIM1->sCommonRegs.ADC1R |= HRTIM_ADC1R_AD1TAC2; 

मेरे लिए, यह सबसे स्पष्ट क्षण नहीं था। लब्बोलुआब यह है - मैं यह सुनिश्चित करना चाहता हूं कि टाइमर ए की अवधि के 10% के लिए एक घटना उत्पन्न होती है जो एडीसी रूपांतरण को ट्रिगर करेगी और प्रतिक्रिया संकेत को मापेगी। 10% क्यों? बस, आदर्श रूप से, माप PWM के संक्रमण के समय 0 से 1 या इसके विपरीत नहीं होना चाहिए, क्योंकि बिजली इकाई में इस समय ग्राहक और व्यवधान हैं, लेकिन हमें उन्हें मापने की आवश्यकता नहीं है। इसलिए, मेरे मामले में 10% इष्टतम है, क्योंकि 12V आउटपुट और 30V पर, ड्यूटी फैक्टर का इनपुट वोल्टेज 10% तक नहीं जाएगा और ट्रांजिस्टर को स्विच करने का क्षण ADC माप से बिल्कुल मेल नहीं खाएगा।

अब आपको एचआरटीआईएम और एडीसी के बीच ईवेंट संचार प्रणाली को देखने की जरूरत है:



पहली पंक्ति में, हम चुनते हैं कि तुलनित्र को ट्रिगर किया जाएगा, मेरे मामले में यह टाइमर ए की अवधि का 10% है। हम ADC में एक विशिष्ट ट्रिगर का चयन करते हैं जो एमके से संपर्क करेगा, हमारे पास 1 या 3 पर पहुंच है। अब यह केवल इंगित करता है कि कौन सा ईवेंट ADC को संकेत भेजेगा, मेरे मामले में यह तुलनित्र क्रमांक 2 है।

 // Enable output PWM for TA1 and TA2 HRTIM1->sCommonRegs.OENR |= HRTIM_OENR_TA1OEN | HRTIM_OENR_TA2OEN; // Continuous mode HRTIM1->sTimerxRegs[0].TIMxCR |= HRTIM_TIMCR_CONT; // Period for master timer HRTIM1->sMasterRegs.MPER = 65000; // Enable counter for Master and timer A HRTIM1->sMasterRegs.MCR |= HRTIM_MCR_MCEN | HRTIM_MCR_TACEN; 

और अंतिम राग! हम एचआरटीआईएम को टाइमर ए से हमारे जीपीआईओ तक सिग्नल का उत्पादन करने की अनुमति देते हैं। अब हम मोड का चयन करते हैं, यह अंतहीन (मेरे पास है) होता है, लेकिन ऐसा होता है कि टाइमर 1 अवधि के लिए चालू होता है और इसके बाद इसे फिर से शुरू करने की आवश्यकता होती है। अगला, मास्टर टाइमर के लिए अवधि निर्धारित करें और इसे अंतिम चरण के रूप में चालू करें, यह चैनल टाइमर को देखना शुरू कर देता है और आउटपुट पर पीडब्लूएम सिग्नल दिखाई देता है।

यह एक ट्यूनिंग फ़ंक्शन था, यह एक फ़ंक्शन बनाने के लिए बना हुआ है जो ड्यूटी फैक्टर सेट करेगा, यह इसके साथ है कि हम कब काम करेंगे:

 void SetDutyTimerA (uint16_t duty) { HRTIM1->sTimerxRegs[0].CMP1xR = duty; } 

अब आइए जानें कि क्या हम सही तरीके से आगे बढ़ रहे हैं। मुख्य कार्य में, HRTIM सेटिंग को इनिशियलाइज़ करें और ड्यूटी साइकल सेट करें, 22500 पर कहें। 20V के इनपुट वोल्टेज और 45000 की अवधि के साथ, हमारा ड्यूटी साइकल 50% होगा और आउटपुट लगभग 10V होगा। यह पूरी तरह से एलईडी का विस्तार करने के लिए पर्याप्त नहीं है, लेकिन इसे हल्का करना चाहिए और हम समझेंगे कि क्या बिजली अनुभाग काम कर रहा है, यह सब कुछ डीटी और इतने पर ठीक है। मैंने सब कुछ पहली बार शुरू किया:



आप देख सकते हैं कि पिछले सभी सैद्धांतिक गणनाओं की पुष्टि की गई है। 50% के एक निश्चित ड्यूटी फैक्टर के साथ, आउटपुट वोल्टेज को 2: 20V -> 10V, 22V -> 11V, 18V -> 9V से विभाजित किया गया था। अब आउटपुट वोल्टेज को स्थिर बनाते हैं और इनपुट से स्वतंत्र होते हैं, अर्थात् फीडबैक को जोड़ते हैं।

एडीसी और नियंत्रक ट्यूनिंग

मुझसे पहले STM32 में ADCs के बारे में बहुत कुछ लिखा जा चुका है, मैं केवल HRTT तुलनित्र के साथ जुड़े ट्रिगर को स्थापित करने पर ध्यान केंद्रित करता हूं। मैं बाकी एडीसी सेटिंग्स के बारे में संक्षेप में बात करूंगा। हम आरंभीकरण समारोह को देखते हैं:

 void InitBasicADC (void) { RCC->AHBENR |= RCC_AHBENR_ADC12EN; RCC->AHBENR |= RCC_AHBENR_GPIOCEN; /************************************************ * Calibration ***********************************************/ ADC2->CR &= ~ADC_CR_ADVREGEN; ADC2->CR |= ADC_CR_ADVREGEN_0; // Vref enable Delay(10); ADC2->CR &= ~ADC_CR_ADCALDIF; ADC2->CR |= ADC_CR_ADCAL; // Start calibration while (ADC2->CR & ADC_CR_ADCAL); // Wait end calibration /************************************************ * Select event trigger and channel ***********************************************/ // Enable start conversion external trigger ADC2->CFGR |= ADC_CFGR_EXTEN_0; // Event 7 - HRTIM ADC2->CFGR |= ADC_CFGR_EXTSEL_0 | ADC_CFGR_EXTSEL_1 | ADC_CFGR_EXTSEL_2; // Select ADC2 channel IN5 ADC2->SQR1 |= ADC_SQR1_SQ1_0 | ADC_SQR1_SQ1_2; // Length regular ADC channel = 1 ADC2->SQR1 &= ~ADC_SQR1_L; ADC2->IER |= ADC_IER_EOCIE; // Interrupt enable NVIC_EnableIRQ(ADC1_2_IRQn); // enable interrupt ADC1 and ADC2 /************************************************ * Start ADC ***********************************************/ ADC2->CR |= ADC_CR_ADEN; // Enable ADC2 Delay(10); ADC2->CR |= ADC_CR_ADSTART; } 

मैं नियमित चैनल मोड का उपयोग करता हूं, मेरे पास केवल एक चैनल है और इसे SQR1 रजिस्टर में चुना गया है। शामिल ADC नंबर 2, अर्थात् इसका इनपुट IN5, यह तेज है और अधिकतम नमूना आवृत्ति पर काम कर सकता है, लेकिन इस बार नहीं। नमूना आवृत्ति, PWM आवृत्ति के बराबर है, क्योंकि 1 अवधि = 1 नमूना, सिद्धांत रूप में, यह पर्याप्त से अधिक है।

इसके अलावा, सीएफजीआर रजिस्टर में, हमें उस घटना का चयन करने की आवश्यकता है जिसके द्वारा रूपांतरण शुरू हो जाएगा, अर्थात, इवेंट 7 , क्यों बिल्कुल? हम आरएम में देखो:



HRPWM मॉड्यूल से ट्रिगर 1 हमारे ADC नंबर 2 के लिए इवेंट 7 में आता है, जो इस मामले में एक गुलाम के रूप में काम करता है, फिर इसे HRPWM मॉड्यूल से नियंत्रित किया जाता है। मुझे लगता है कि अब यह स्पष्ट है कि 2 मॉड्यूल कैसे कनेक्ट करें, सिद्धांत रूप में, एल्गोरिथ्म किसी भी परिधि और किसी भी टाइमर के लिए समान है, केवल रजिस्टर नाम अलग होगा।

जब मास्टर टाइमर की अवधि काउंटर तक पहुँच जाती है, तो एक रूपांतरण शुरू होगा, जो लगभग 15 चक्रों के बाद (आरएम में वास्तव में कितना दिखता है) एक बाधा का कारण होगा और आप इसमें परिणाम चुन सकते हैं। यह इस रुकावट में है कि हम नियंत्रण एल्गोरिदम को व्यवस्थित करते हैं। हां, रुकावट के अंदर, कुछ बड़े पैमाने पर ऐसा नहीं करना बेहतर है, ध्वज को सेट करना और निष्पादन को पारित करना बेहतर है, लेकिन मैं अपने आप को इस तरह के सरलीकरण की अनुमति दूंगा, क्योंकि इस मामले में मेरा नियंत्रक विशेष रूप से लोड नहीं है और यह 146% की संभावना के साथ अवरोध की गणना करने और बाहर निकलने का प्रबंधन करेगा। एक नए का उद्भव।

प्रबंधन के बारे में थोड़ा सा

कल्पना कीजिए कि आपने बाथरूम में प्रवेश किया और सिंक में अपने हाथ धोने का फैसला किया। आप पानी को थोड़ा खोलते हैं, इसे अपने हाथ से छूते हैं, ठंडा? अधिक गर्म पानी जोड़ें, गर्म? अच्छा है! अधिक गर्म पानी जोड़ें? लगभग आपको क्या चाहिए? अच्छा है! अधिक गर्म पानी जोड़ें, अपने हाथ से कोशिश करें, खुद को जलाएं? चलिए अब थोड़ा गर्म कर लेते हैं। अच्छा? और इसलिए अनंत के लिए, आप नल को चालू कर देंगे जब तक कि पानी का तापमान आदर्श नहीं हो जाता। यह सबसे आसान घुंडी है!

केवल हम गर्म पानी की मात्रा को विनियमित नहीं करते हैं, लेकिन पीडब्ल्यूएम कर्तव्य चक्र। एक हाथ के बजाय, हमारे पास मापा परिणाम के साथ एक एडीसी है। यह केवल तर्क को लागू करने के लिए बनी हुई है। हम गणना करेंगे कि एडीसी को 12V आउटपुट पर क्या उत्पादन करना चाहिए, और फिर यदि इस स्थिति का उपयोग करते हुए, हम अपने नियंत्रक को कर्तव्य कारक को बदलकर इस मूल्य को बनाए रखने के लिए मजबूर करेंगे।

शुरू करने के लिए, चलो उदाहरण के लिए, 12V को 2-2.5V तक कम करने के लिए एक वोल्टेज विभक्त को लटकाते हैं एडीसी 0 से + 3.3 वी तक माप सकता है और यदि 12 वी की आपूर्ति की जाती है, तो माइक्रोकंट्रोलर बस बाहर जला देगा। इसलिए, मैं 10 kOhm और 2 kOhm के नाममात्र मूल्यों के साथ एक विभक्त डालूंगा, जो 6 का विभाजन अनुपात देगा और तदनुसार, हमारा + 12V + 2V में बदल जाएगा। हमारा ADC परिणाम देगा: adcResult = (V _out / k) / V _Ref * 2 ¹² = (12V / 6) / 3.3 * 4095 = 2481। अब हम इंटर हैंडलर के लिए कोड लिखते हैं:

 void ADC1_2_IRQHandler (void) { ADC2->ISR |= ADC_ISR_EOC; adcResult = ADC2->DR; if (adcResult > 2480) { dutyControl = dutyControl - 10; } else { dutyControl = dutyControl + 10; } SetDutyTimerA(dutyControl); } 

सबसे पहले, बाधा हैंडलर में जाने के बाद, आपको इस बहुत ही बाधा के झंडे को साफ करने की आवश्यकता है, अन्यथा दूसरी बार आपको इसमें नहीं मिलेगा। तब हम परिणाम पढ़ते हैं और इसे adcResult चर के रूप में सहेजते हैं। अब, आउटपुट पर वोल्टेज को जानते हुए, आपको पीडब्लूएम के लिए कर्तव्य चक्र को समायोजित करने की आवश्यकता है, मैंने इसे केवल इस शर्त के माध्यम से लागू किया है। प्रत्येक PWM अवधि में, हम कर्तव्य चक्र को मापते, बढ़ाते या घटाते हैं और अगली अवधि के लिए परिणाम निर्धारित करते हैं। सब कुछ सरल, तेज और सार दिखाई देता है। हम काम के परिणाम को देखते हैं:



जैसा कि आप देख सकते हैं, सब कुछ काम करता है और जब इनपुट वोल्टेज बदलता है, तो आउटपुट 12 वी पर स्थिर रहता है। बहुत चौकस होकर छोटी सुइयों को फिसलते हुए देखा जा सकता है, फिर आपको बस 1-10 माइक्रोफर्ड्स के आउटपुट पर X7R सिरेमिक को लटका देना होगा और वे निकल जाएंगे, मैं इसे देखने के लिए बहुत आलसी हूं और इसे मिलाप कर रहा हूं। अब आस्टसीलोग्राम ही, ताकि आंखें खराब न हों:



यहां आप देख सकते हैं कि आउटपुट वोल्टेज कैसे बढ़ता है। तथ्य यह है कि नियंत्रण एल्गोरिथ्म के कारण, भरने के लिए 0 से 10000 तक मूल्य तक पहुंचने के लिए, उदाहरण के लिए, एक हजार अवधि या लगभग 10 एमएस की आवश्यकता होती है। यह मुझे सूट करता है क्योंकि एक नरम शुरुआत, यदि आप वृद्धि के समय को कम करना चाहते हैं, तो एल्गोरिथ्म को थोड़ा जटिल करें और +1000 जोड़ें, न कि +10, और आपके द्वारा निर्दिष्ट 12 वी के करीब, कम विनियमन जो आप तब तक करते हैं जब तक आप +10 तक नहीं पहुंच जाते। । सामान्य तौर पर, प्रबंधन के संदर्भ में बहुत सारी चीजें की जा सकती हैं, इसलिए आपके पास प्रयोगों के लिए एक क्षेत्र है।

एक और दिलचस्प बिंदु शटडाउन के समय दोलन है, ऐसा "हारमोनिका"। तथ्य यह है कि बिजली बंद करने के बाद, मेरा डिजिटल हिस्सा दूसरे पीएसयू से काम करना जारी रखता है और यह आउटपुट पर वांछित मूल्य रखने की कोशिश करता है। ऊर्जा कहां से आती है? हां, इनपुट कैपेसिटर से, ये वे हैं जो 1000 माइक्रोफ़ारड पहले से ही 3 टुकड़े हैं, यह एक ऐसी दिलचस्प घटना है।

निष्कर्ष

लेख छोटा नहीं था, लेकिन आप सब कुछ चाहते थे और तुरंत वे कहते हैं कि चलो तैयार लोहे का टुकड़ा प्राप्त करें - इसे प्राप्त करें। मुझे आशा है कि आप लेख का आनंद लेंगे, मैंने इसे वैज्ञानिक नहीं, बल्कि लोकप्रिय विज्ञान बनाने की कोशिश की, ताकि सामग्री विभिन्न स्तरों के ज्ञान और अनुभव वाले लोगों तक पहुंच सके। शायद भविष्य में मैं इसी तरह के अन्य टोपोलॉजी जैसे कि बूस्ट, पूर्ण पुल और अन्य का विश्लेषण करूंगा।

वैसे, यह लेख और कोड 20A पर नए एमपीपीटी नियंत्रक के लिए काम करेगा, जिसे मैं डिजाइन कर रहा हूं। अब मैं PCBway बोर्डों की प्रतीक्षा कर रहा हूं, जो वास्तव में मुद्रित सर्किट बोर्डों के साथ मेरी ओपन-सोर्स परियोजनाओं को प्रायोजित करने के लिए स्वेच्छा से, एमपीपीटी स्रोत मेरे सभी मॉड्यूल के लिए भी खुले रहेंगे।

मैं सबसे महत्वपूर्ण बात भूल गया! TrueSTDIO - RAR के लिए कोड के साथ प्रोजेक्ट रखें।