Eu realmente esperava publicar com o clima "Rússia - nas semifinais", mas um pouco não foi suficiente. Embora para mim sempre o personagem fosse superior ao resultado, e o personagem que eu vi. Obrigado pessoal. Continuamos a melhorar o que podemos. Eles estão no futebol, estamos no design de placas de circuito impresso. Vamos lá, a sexta parte. Ele examina o efeito das perdas de linha na duração da borda do sinal, fornece um modelo de diafonia e fornece recomendações para reduzi-las.
Em um artigo
anterior , foi demonstrado que a inconsistência da linha leva a reflexões e distorção do sinal. Todos os métodos de correspondência envolvem garantir que as impedâncias da carga e / ou fonte sejam iguais à impedância de onda da linha de sinal. Daí resulta que, se a impedância da carga for instável e depender de algum parâmetro, é impossível garantir a correspondência exata. Por exemplo, a cascata de entrada dos elementos lógicos é sempre caracterizada por uma capacitância de entrada equivalente (geralmente unidades de picofarad). A tensão no capacitor de entrada V durante transientes e, portanto, sua impedância
depende do tempo. As reflexões que surgem neste caso são expressas no abrandamento da duração frontal pelo tempo τ ≈ 2,2 ∙ Z
0 C (por analogia com o circuito RC). Se a duração da frente da fonte tR for pequena em comparação com τ, é o processo de carregar o capacitor que determinará a duração da frente no extremo da linha.
Em uma linha de sinal real, a frente do sinal diminui não apenas com um aumento na carga capacitiva, mas também devido a perdas causadas por perdas ôhmicas e perdas por vazamento no dielétrico. Na fig. 1 mostra um modelo de linha com perdas em que a resistência em série
modelos perdas ôhmicas (incluindo efeito de pele) e resistência
dielétrico (aqui tg (δ) é a tangente de perda, a característica do material dielétrico). O aumento das perdas com o aumento da frequência leva ao fato de que os componentes de alta frequência do sinal são atenuados mais significativamente, o que leva a uma desaceleração da frente do sinal. Eric Bogatin em [1] fornece uma fórmula para estimar a duração frontal na saída de uma linha de sinal com perdas de comprimento L e um dielétrico com permeabilidade ε e perda tangente a tan (δ):
Além disso, da condição Δt
R = t
R OUT- t
R IN <0,1 ∙ t
R IN, podemos derivar um critério estimado para a necessidade de levar em consideração os efeitos associados às perdas na linha de sinal.
R.1
Para uma linha de sinal cujo comprimento L corresponde ao critério L [cm] <5 / (tg (δ) ∙ √ε) ∙ t R [ns], a influência das perdas na duração da borda do sinal pode ser ignorada. Para o isolador FR4, essa condição assume a forma L [cm] <125 ∙ t R [ns].
Como pode ser observado nesta recomendação, na maioria das aplicações ao desenvolver placas de circuito impresso, você pode usar o modelo de linha de sinal sem perdas, em que R
LEAK = ∞ e R
SER = 0.
Outra fonte de perda é o acoplamento cruzado com condutores adjacentes (eng. Acoplamento), que leva à distorção do sinal na linha ativa (devido a perdas no campo próximo) e interferência induzida (interferência cruzada) na linha passiva. O efeito surge devido a dois princípios físicos - acoplamento elétrico (capacitivo) e magnético (indutivo). Na fig. A Figura 2 mostra os parâmetros determinantes do acoplamento cruzado - a indutância mútua L
M e a capacitância mútua C
M , que dependem principalmente da geometria e dos parâmetros dos materiais.
Mostrado na fig. 3 Um circuito de cross-talk equivalente pode ser usado para cálculos e simulações. O número N desses elos consecutivos deve ser maior, quanto maior o comprimento da linha elétrica TD e a banda espectral necessária do modelo BW:
A capacitância C
L e a indutância L
L dos elos podem ser calculadas pelas fórmulas:
A principal dificuldade na modelagem do esquema de acoplamento cruzado equivalente é calcular os valores de L
M e C
M por um link. Para alguns casos, existem relações analíticas estimadas [2]; no caso geral, são utilizadas ferramentas de software especializadas baseadas em métodos numéricos para resolver esse problema.
R.2
A indutância mútua e a capacitância mútua diminuem com o aumento da distância entre os condutores e com a distância decrescente entre o condutor e a camada de referência. Além disso, a presença de cortes na camada de referência leva a um aumento significativo da indutância mútua.
O acoplamento elétrico e magnético leva à perda de energia e distorção do sinal na linha ativa e à aparência do sinal na linha passiva. As correntes capacitivas I
C e indutivas I
M (Fig. 4) são unidirecionais em direção à fonte (extremidade próxima) e direcionadas de maneira oposta à carga (extremidade oposta):
O circuito equivalente é eletricamente curto (para um atraso de tempo em que TD <1/5 ∙ tR
da linha passiva é executado, consulte a Fig. 5, onde as fontes de energia elétrica são determinadas pelas fórmulas:
O circuito é simplificado e é aplicável apenas para estimar a amplitude da diafonia. No entanto, para esse esquema, são derivadas relações analíticas que mostram as principais dependências, que também são verdadeiras para casos mais complexos:
R.3
Métodos de redução de diafonia:
- Aumentando a duração das frentes de sinal na linha ativa (eng. Agressor, linha ativa).
- Diminua em uma seção paralela de linhas.
- Maior distância entre condutores. Existem recomendações para a distância mínima entre as bordas das faixas impressas s ~ 6 × h ou s ~ 3 × w, onde h é a distância da camada de suporte, w é a largura da faixa.
- Reduzindo a distância entre o condutor e a camada de referência.
- Seleção de resistências nas extremidades das linhas ativas e passivas (vítima inglesa, linha silenciosa).
- O uso de condutores de blindagem (traço de guarda inglês) em curto até a camada de suporte nas extremidades e, se possível, ao longo do comprimento (da ordem de três vias por comprimento t R ∙ v).
- O uso de micro-tira incorporada (micro-tira incorporada em inglês) ou linhas de tiras, para as quais, devido à simetria do dielétrico, V FE ≈ 0.
Na fig. A Figura 6 mostra as formas de onda de medição da diafonia entre duas linhas de micro-faixa de 50 ohms em uma placa experimental em dois casos: w ~ 2,5 mm, s ~ 0,6 mm, h = 1,39 mm e ~ 0,6 mm, s ~ 1,9 mm, h = 0,3 mm. O comprimento das seções paralelas das faixas é de aproximadamente 30 cm. Vale a pena prestar atenção ao fato de que a duração das bordas do sinal na linha ativa excede significativamente os valores típicos das placas de circuito impresso digitais de alta velocidade. A quantidade de interferência na fig. 5 não deve ser considerado característico, essas formas de onda são principalmente uma representação visual da influência sobre a quantidade de interferência da duração da frente do sinal, a distância entre os condutores e a proximidade da camada de referência.
A teoria acima, por simplicidade, considerou um exemplo de dois condutores. No entanto, é importante entender que uma situação típica das placas de circuitos impressos digitais é quando várias linhas de sinal mudam de estado de forma síncrona. Como a diafonia de várias linhas ativas é somada, nesse caso, a quantidade de interferência pode se tornar crítica, levando ao funcionamento incorreto do sistema. Nesse caso, um software especializado é usado para simulação numérica, mas os princípios fundamentais para reduzir a quantidade de diafonia permanecem os mesmos da recomendação acima.
Literatura
[1] Bogatin E. "Sinal e integridade da energia - simplificado", 2ª ed., Pearson, 2010
[2] Algoritmo de indutância e capacitância mútuas, rev. 01.8.2
[3] Adamczyk B. “Crosstalk da EMC entre traços de PCB”, reunião do capítulo da EMC de West Michigan, 2013
O artigo foi publicado pela primeira vez na revista Components and Technologies 2018, No. 4. A publicação em Habr foi acordada com os editores da revista.