Este é o sétimo artigo da série e termina em um bloco dedicado ao rastreamento de linhas de sinal. Além disso, existe uma idéia para desenvolver o projeto e ir para o manual sobre o design de placas de circuito impresso na forma de um livro conveniente, para que a publicação seja possível. haverá uma pausa. O artigo discute um tópico importante - o esquema de transmissão de dados diferenciais, cada vez mais difundido nos sistemas modernos, e oferece recomendações para o rastreamento de pares diferenciais, o que permite garantir as vantagens desse esquema.
No
anterior , foi mostrado que o acoplamento cruzado entre linhas de sinal independentes é uma fonte de interferência indesejada. No entanto, no caso de um esquema de transmissão diferencial, o forte acoplamento cruzado, ao contrário, torna o sinal mais resistente a interferências. Neste esquema, duas linhas são usadas (par diferencial), cujas fontes de sinal estão na fase antifase, e o receptor responde à diferença de tensão nas linhas V
DIFF = V
+ -V
- (Fig. 1). O sinal do modo comum (sinal comum em inglês) é definido como V
COMM = 1/2 ∙ (V
+ + V
- ) e pode ser diferente de zero, por exemplo, como no padrão LVDS comum. Um par diferencial é caracterizado por duas resistências:
A teoria introdutória da sinalização diferencial é descrita em muitas fontes, por exemplo, em [1]. Do ponto de vista do projeto de placas de circuito impresso, é importante considerar as vantagens de um circuito diferencial em relação ao assimétrico (inglês de extremidade única) e os requisitos para a topologia de pares diferenciais, que oferecem essas vantagens.
Antes de tudo, um par diferencial ideal é simétrico, ou seja, ao longo de todo o comprimento de sua seção transversal deve permanecer inalterado e ter um eixo de simetria (Fig. 2). Isso, assim como no caso de uma linha de transmissão assimétrica, garante a constância da resistência das ondas do par diferencial, o que reduz significativamente a reflexão da linha e a distorção do sinal.
R.1
A seção transversal de um par diferencial deve ser máxima (espelhada idealmente) simétrica e uniforme em todo o seu comprimento. Entre as linhas de um par, não deve haver elementos de topologia de outros circuitos de sinal.
Cada linha do par diferencial corresponde à sua própria distribuição da corrente de retorno na camada de referência. Se a conexão mútua entre as linhas do par for muito menor do que a conexão com a camada de referência, a distribuição das correntes de retorno não se cruzará (Fig. 3-A). Esse par diferencial é chamado de linha diferencial fracamente acoplada, acoplamento fraco. Como a distribuição dos componentes de alta frequência do sinal está concentrada na camada de referência na região de ± 3 ∙ h, um critério prático para acoplamento fraco é a condição de que a distância entre as bordas das faixas impressas seja s> 6 ∙ h ou s> 3 ∙ w. Como a impedância diferencial de um par fracamente acoplado é praticamente independente da distância entre os trilhos Z
DIFF ≈2 ∙ Z
0 , essa distância pode variar ao longo do comprimento da linha, por exemplo, se houver um obstáculo no caminho do par diferencial. Isso simplifica os requisitos para a topologia do par diferencial; no entanto, essas linhas não possuem as principais vantagens da transmissão diferencial de dados.
Reduzir a distância entre as linhas para s≤2 ∙ h leva a um aumento significativo no acoplamento mútuo e na sobreposição das distribuições de correntes de retorno na camada de referência (Fig. 3-B). Esse par diferencial é chamado de par diferencial de linha diferencial fortemente acoplado. A impedância diferencial torna-se mais dependente da distância entre as faixas. Seu valor diminui, portanto, para manter o valor anterior, são necessárias faixas mais estreitas, o que aumenta levemente as perdas ôhmicas. No entanto, é precisamente essa topologia do par diferencial que oferece as seguintes vantagens em relação à linha assimétrica:
- Maior estabilidade do sinal diferencial ao ruído induzido, incluindo diafonia e interferência na camada de referência. O arranjo próximo e a simetria das linhas levam ao fato de que o ruído induzido em cada uma das linhas é praticamente igual a V NOISE + ≈V NOISE - , portanto, a interferência diferencial é pequena V NOISE DIFF = V NOISE + -V NOISE - ≈0. Essa interferência é menor, mais distante do par diferencial sua fonte está localizada.
- Menor EMR e diafonia. Como os sinais V + e V - estão em fase antifase, os campos eletromagnéticos emitidos por eles são aproximadamente iguais em magnitude e têm direções opostas. Isso leva ao fato de que a superposição de campos no campo distante tende a zero. O mesmo efeito reduz significativamente a diafonia gerada pelo par diferencial no campo próximo.
- Menos influência das lágrimas na camada de suporte. As correntes de retorno I + e I - também estão na fase antifase e, devido à simetria geométrica de sua distribuição na camada de referência, são simétricas. Nesse sentido, a corrente total na camada de referência I REF = I + + I - diminui e, na região de sobreposição, torna-se igual a zero. No caso de sobreposição completa, quando o par diferencial está localizado a uma distância da camada de referência h> 2 ∙ (s + w) e a conexão mútua das linhas excede significativamente sua conexão com a camada de referência, não há corrente na camada de referência (Fig. 3-B). Tal situação pode surgir, em particular, quando um par diferencial atravessa uma grande lacuna na camada de suporte. Apesar do fato de a impedância na interseção sofrer uma alteração local, a distorção do sinal diferencial é pequena em comparação com a distorção do sinal assimétrico neste caso [1].
Esses benefícios devem ser chamados de benefícios potenciais, porque são totalmente realizados apenas se duas condições forem atendidas simultaneamente:
- sinais antifásicos rigorosos em toda a linha,
- falta de interferência de sinal no modo comum.
Se você não levar em conta a imperfeição da fonte de sinal, o cumprimento do primeiro requisito é garantido pela observação da recomendação R.1 e pela correspondência dos sinais de modo diferencial e comum no lado da carga. No entanto, na prática, devido às restrições impostas pela localização e geometria das pastilhas de contato dos componentes e vias, a necessidade de rotações, a constância estrita da seção transversal do par diferencial é difícil de implementar, o que também se reflete na diferença nos comprimentos das linhas dos pares. A diferença nos comprimentos do par leva a uma mudança de fase, distorcendo o sinal diferencial e criando sinal de modo comum de interferência (Fig. 4).
Uma prática comum para alinhar comprimentos de linha (correspondência de comprimento em inglês, ajuste) é aumentar o comprimento das linhas mais curtas devido a dobras adicionais que podem formar uma estrutura regular (Fig. 5). Obviamente, isso inevitavelmente muda a distância entre as linhas do par. Por sua vez, isso leva a uma mudança local na impedância do par e no aparecimento de reflexos. Em
um dos artigos , D. Brooks expressa a opinião de que o problema de alinhar os comprimentos das linhas de pares é de maior importância do ponto de vista da integridade do sinal e da EMC. E a escolha da geometria das dobras não é crítica, com a condição de que dobras longas e estreitas não sejam recomendadas, pois podem levar a distorções devido à forte conexão mútua das seções. No entanto, esta tese não é uma regra universal. O fato é que também existe uma técnica mais avançada para alinhar os comprimentos das linhas, que consiste em manter simultaneamente a impedância de um par em locais de dobras (devido a alterações nas larguras das linhas, o uso de recortes locais na camada de referência, etc.). No entanto, a construção dessa geometria de alinhamento é uma tarefa bastante complicada, exigindo o uso de sistemas CAD especializados, e justificada apenas para linhas de sinal de gigahertz. Outra opção é um aumento local na distância entre as linhas do par e no alinhamento devido a dobras em uma das linhas. Em outras palavras, a implementação de uma transição local para um par diferencial com um acoplamento fraco, para o qual a impedância não depende tanto da distância entre as linhas (o que é observado nos locais das curvas). Exemplos e informações mais detalhadas sobre essas técnicas podem ser encontradas no material apresentado no site da Simberian, Inc.
Um critério para um grau suficiente de igualdade de comprimentos de linha é apresentado em [1]: “Os comprimentos de linha de um par diferencial devem ser alinhados entre si com uma precisão de ∆L <0,1 ∙ t
R ∙ v. Recomenda-se que a área de alinhamento esteja localizada na parte do par diferencial onde a simetria já está quebrada (por exemplo, pela localização dos pinos do microcircuito). ” Por analogia com as linhas assimétricas, a influência da heterogeneidade local da impedância diferencial é menor, quanto menor o comprimento elétrico da seção de alinhamento em comparação com a duração da frente do sinal.
A tarefa é complicada pelo fato de o alinhamento funcionar bem apenas para a linha de faixa, para a qual a velocidade de propagação dos sinais em fase e diferenciais é igual. Para uma linha de micro-tira, mesmo o alinhamento perfeito dos comprimentos da linha de par não garante a ausência de distorções, mas apenas um método para reduzi-las. Mas como a linha de tira requer uma transição para as camadas internas usando vias, que são heterogêneas, não se pode dizer inequivocamente que a linha de micro-tira não tem vantagens. Obviamente, a significância desses efeitos aumenta com o aumento do limite superior da banda de frequência do sinal. E se em frequências abaixo de 1 GHz, a equalização fornece um baixo nível de distorção, na região de vários gigahertz e acima não há recomendações universais e o problema de rastreamento é resolvido por modelagem para cada caso específico.
A interferência de sinal no modo comum pode ocorrer no próprio par diferencial devido a qualquer assimetria e também pode ser induzida a partir de outras linhas de sinal. É impossível excluir distorções, no entanto, combinando a linha, o que impede a ocorrência de reflexos e oscilações repetidas, suas consequências podem ser minimizadas. Os principais métodos para combinar o par diferencial na extremidade oposta são apresentados na Tabela 1. Um circuito sem correspondência de sinal no modo comum é simples e, portanto, frequentemente usado; no entanto, se houver interferência no modo comum nas linhas, a simplicidade é um problema potencial. Ao contrário de um sinal diferencial, um sinal de modo comum é uma boa fonte de radiação eletromagnética. A interferência no modo comum se torna crítica ao usar um par trançado não blindado para transmissão de sinal, por isso é recomendado o uso de par trançado blindado e choques no modo comum na saída.
Tabela 1. Métodos de correspondência de linha de sinal.
| Título e esquema | Taxa de perda | Comentários |
|---|
 | baixo |  |
 | alto |  |
 | alto | |
 | média |  |
Notas:
1. Ao calcular os valores das resistências correspondentes, é conveniente usar os valores de impedância dos modos pares Z
EVEN (eng. Modo par) e ímpares Z
ODD (eng. Modo impar) de operação do par diferencial. Por definição, esses são os valores de impedância de uma das linhas em modos operacionais especiais quando o sinal durante a propagação no par diferencial não está distorcido. No caso de um par diferencial simétrico, esses são sinais iguais V
+ = V para o modo par e sinais antifásicos V
+ = –V para o modo ímpar. Além disso, eles estão associados aos valores das impedâncias características do par diferencial pelas seguintes relações: Z
DIFF = 2 ∙ Z
ODD , Z
COM = 1/2 ∙ Z
MESMO .
2. Para um par diferencial com acoplamento mútuo fraco, os esquemas de correspondência Z
ODD EV Z
EVEN ≈ Z
0 e em forma de T degeneram em um circuito de correspondência paralela para cada uma das linhas.
Um circuito diferencial tem muitas vantagens relativamente assimétricas e é fundamental para padrões de transmissão de dados confiáveis e de alta velocidade, incluindo sistemas com um grande número de nós. Com a continuação da tendência de crescimento das frequências de clock, os desenvolvedores terão cada vez mais que lidar com o rastreamento de pares diferenciais, portanto, essa competência é estrategicamente importante e deve ser baseada não apenas em recomendações gerais, mas também suportada por resultados de simulação em CAD e dados experimentais especializados.
Literatura
[1] Bogatin E. "Sinal e integridade da energia - simplificado", 2ª ed., Pearson, 2010
O artigo foi publicado pela primeira vez na revista Components and Technologies 2018, No. 5. A publicação em Habr foi acordada com os editores da revista.PS
Mais uma vez, apelo aos leitores, dos quais houve menos depois de sair do Geektimes, para obter feedback que pode ser expresso em comentários, em mensagens privadas, como você quiser. Isso se aplica a este artigo e a todos os anteriores. Gostaria de fazer um manual de referência conveniente e legal, com o qual alguém inicie com êxito o projeto de placas de circuito impresso com menos erros, alguém se aprofundar e melhorar sua qualidade. Junte-se a nós, critique construtivamente e faça uma contribuição para o desenvolvimento da indústria.