Desenvolvimento de conversor de impulso no DSP: princípio de operação, cálculos, prototipagem

Eu já escrevi um artigo semelhante sobre a topologia buck , ou seja, sobre um conversor abaixador, hoje a história será sobre como construir um conversor de impulso (tensão) com controle não em um controlador PWM analógico, mas em um DSP / MK. O layout será compilado com base no meu " kit de desenvolvimento " com o STM32F334R8T6 a bordo e um driver de meia ponte isolado.

1. Introdução

No começo, gostaria de observar um ponto importante - embora o artigo diga que o controle é realizado usando um microcontrolador, isso não significa que o cálculo da parte de potência será um pouco diferente do cálculo de um conversor com um controlador PWM analógico. Ou seja, você pode aplicar com segurança o procedimento de cálculo deste artigo ao calcular a unidade de potência para qualquer conveter de impulso.

No mundo real, existem muitas tarefas que não podem ser resolvidas usando controladores PWM analógicos padrão. Meu exemplo favorito é um conversor de tensão com o algoritmo MPPT. Assim que nossa tarefa ultrapassa o escopo do padrão "e um algoritmo de controle adicional ou lógica de trabalho aparece, surge uma situação em que o uso do DSP simplifica a solução do problema e ao mesmo tempo reduz o custo dele, e o mais importante permite que seja resolvido em princípio.

Vale a pena conversar um pouco sobre as tarefas nas quais você encontrará o aumento da topologia. A topologia em si é conhecida por muitos e muitos provavelmente já a implementaram quando era necessário obter 5V de 1 célula de uma bateria de íon de lítio, por exemplo - você usou um conversor de impulso de baixa potência dc / dc. Esses conversores de baixa potência são frequentemente usados ​​em eletrônica digital, IoT, automação, dispositivos de alimentação própria e outras tarefas.

A segunda não é totalmente óbvia, mas extremamente importante, aplicação - PFC ou corretor de fator de potência. A maioria dos PFCs é o conversor de impulso mais comum, que funciona de acordo com um algoritmo especial, mas no final retifica e eleva a entrada 85 ... 265VAC para + 400VDC. No futuro, consideraremos isso como um exemplo.

Outra opção comum são os potentes conversores dc / dc boost, por exemplo, inversores de rede para painéis solares com MPPT, que são os mais caros e os mais populares, usados ​​principalmente em usinas de energia com potência de 5 a 1500 kW. Esses conversores são construídos em 2 estágios, onde o 1º estágio é um impulso multifásico dc / dc (google também conhecido como intercalado), que geralmente recebe uma tensão constante de 200 ... 600VDC na entrada e aumenta para 800VDC estável. Além disso, um inversor CC / CA comum gera uma tensão alternada. Esses conversores são construídos com base no DSP e seu diagrama estrutural é o seguinte:



Espero que você entenda por que essa topologia é importante para os desenvolvedores de eletrônica de potência e por que é importante aprender como desenvolver conversores de impulso com controle baseado no DSP / MK. Agora, com clara motivação, podemos prosseguir para o estudo da topologia.

Capítulo 1 - Princípio da operação do conversor de impulso

O conversor boost boost é idêntico em princípio ao conversor buck buck porque em ambos os casos, existem duas etapas do trabalho. No 1º estágio, a energia é acumulada no indutor enquanto a carga é alimentada pelo capacitor de saída. No 2º estágio, a energia é transferida do indutor para a carga e o capacitor de saída é carregado simultaneamente, o que fornecerá energia para a carga enquanto o indutor estiver "recarregado". Obviamente, para obter um conversor de impulso da mesma forma, são necessárias alterações no circuito, vejamos o diagrama de circuito do conversor de impulso:



À primeira vista, pode parecer que a topologia não é como um fanfarrão, mas se você olhar com atenção, ficará claro que eles são gêmeos. Então você verá isso mais claramente, mas, por enquanto, vamos analisar os estágios do conversor de impulso.

• Acúmulo de estágio de carga. No momento em que o conversor é ligado, a capacitância de saída C2 está abaixo do potencial V _in , pois a corrente flui através do indutor L1 e do diodo VD1. O dispositivo de controle (controlador PWM ou DSP) começa a gerar um sinal PWM e o alimenta na porta do transistor VT1. Quando o transistor VT1 é aberto, verifica-se que o circuito está fechado, a indutância L1 é conectada à fonte de energia e começa a acumular energia. A corrente através do VD1 não flui, porque o potencial no cátodo é maior (cerca de V _in ) do que o potencial no ânodo (potencial GND, cerca de 0V).
  
  
  
• Estágio de descarga de indutância. Agora o sinal PWM altera seu valor de 1 para 0 e o transistor VT1 é fechado. Neste ponto, o indutor L1 procura manter o valor atual aumentando o potencial. Na entrada do indutor, o potencial ainda é o mesmo V _in e, portanto, o potencial cresce no ponto "dreno do acelerador VT1-ânodo VD1". Quando o potencial nesse ponto se torna maior que o potencial no cátodo VD1, a corrente começa a fluir através de VD1 para a carga e simultaneamente carrega a capacitância de saída C2. Nesta fase, o circuito também fecha, mas não através do VT1, mas através do caminho "L1-VD1-C2-load":
  
  
  

Além disso, esses estágios simplesmente se alternam e o conversor funciona. Para quem não entende nada, vou explicar como a tensão aumenta. No momento em que o VT1 é fechado, o acelerador começa a descarregar e, no momento dessa "descarga", a tensão nele tende ao infinito. Sim, este é um sistema ideal, mas na vida real a tensão será limitada pela resistência da carga, que é conectada em série ao indutor e ao diodo, e também, se houver controle, também feedback.

Ainda há que ser complementado pelo estágio de armazenamento de energia. No momento da ligação, praticamente não há energia armazenada no capacitor de saída C2, mas após o primeiro estágio da descarga, ele é carregado e o potencial nele é V _out , o que significa que, nos estágios subsequentes de armazenamento de energia, essa capacidade C2 fornecerá energia à carga, como resultado, não haverá interrupções na carga. recebendo energia. Daí resulta que C2 deve ter tal capacidade que a energia armazenada seja suficiente para fornecer energia à carga durante a abertura do transistor (t _on ). De acordo com o descrito acima, a partir da 2ª rodada de etapas repetidas, a etapa de acumulação de carga fica assim:



Como você pode ver, são obtidos dois circuitos fechados. O circuito "vermelho" fecha através do VT1 e o acelerador é carregado e o circuito "verde" fecha através da carga. A “mistura” de processos / energia, neste caso, não ocorre devido à presença do diodo VD1, porque a qualquer momento, o potencial no cátodo VD1 será maior que o potencial no ânodo.

Agora vamos descobrir o que está acontecendo com a tensão, que conexão a tensão de saída possui com a tensão na entrada do conversor. Como no caso do conversor buck, nosso impulso tem uma dependência linear da tensão de saída da entrada e o coeficiente de transmissão é igual à taxa de serviço:



Como você pode ver, o relacionamento é simples e direto, para que você possa ajustar a tensão de saída simplesmente alterando o ciclo de trabalho do nosso sinal PWM. A partir da fórmula de regulação, o algoritmo também segue:

• Para aumentar a tensão na saída - é necessário aumentar o ciclo de serviço;
• Para reduzir a tensão na saída - é necessário reduzir o ciclo de trabalho.

Agora entendemos como o conversor boost funciona e a lógica para controlar a tensão de saída. Para consolidar o conhecimento, analisaremos algumas experiências em um osciloscópio e veremos essas dependências na prática.

Vamos pegar uma fonte de tensão estabilizada de 10V, por exemplo, uma fonte de alimentação de laboratório, para fins de ilustração, e aplicar um sinal PWM ao transistor VT1, cujo ciclo de trabalho será alterado durante o experimento. As pontas de prova do osciloscópio são conectadas aos seguintes pontos do circuito:

• Experiência nº 1. A tensão de entrada (V _in ) é 12V, o ciclo de trabalho do sinal PWM é 0,75:
  
  
  
• Experiência nº 2. A tensão de entrada (V _in ) é 12V, o ciclo de serviço do sinal PWM é 0,5:
  
  
  
• Experiência nº 3. A tensão de entrada (V _in ) é 12V, o ciclo de trabalho do sinal PWM é 0,25:
  
  
  

Agora vimos na prática que a tensão de saída depende linearmente do ciclo de serviço e, portanto, podemos construir um sistema de controle (CS) que monitore a tensão de saída usando o ADC e, dependendo do valor medido, reduza ou aumente (serviço).

Capítulo 2 - Limitações do projeto do conversor de impulso

Como você entende, uma topologia ideal não existe; caso contrário, não haveria muitas delas e todos usariam apenas ela, por exemplo, uma ponte completa. Nesse caso, os conversores de impulso também possuem vários recursos que impõem restrições ao uso dessa topologia:

• A tensão de saída não deve exceder a entrada mais de 3 ... 4 vezes.
  Especialistas certamente irão até aqui e contarão como aumentaram a tensão do impulso-ohm de + 5V em + 180V usando o MC34063 em um relógio IN-12! Isso é certamente maravilhoso, mas vamos estimar o ciclo de trabalho para este caso, para aumentar a tensão de 5V para 180V, você precisa fazer o conversor funcionar com um coeficiente de cerca de 0,972 (!). Eu acho que não há necessidade de dizer que essa é uma má idéia, que em alta frequência os transientes durante a troca de transistores terão uma duração comparável, e talvez até mais longa.
  
  Além disso, com esse fator de serviço, verifica-se que o transistor está quase sempre aberto, o que significa que a corrente flui através dele e obtemos o valor máximo possível de perdas estáticas e, portanto, baixa eficiência.
  
  O que isso realmente leva a ... com baixa potência (o mesmo caso com o mc34063), operação instável, baixa confiabilidade, ondulação de corrente e baixa eficiência combinadas com maior aquecimento dos elementos de potência são garantidas. Em alta potência - broads.
  
  Por exemplo, preste atenção ao PFC, todos eles trabalham com uma proporção máxima de 1: 4, ou seja, a mesma entrada universal 85 ... 265VAC ou um regulador de tensão com seus 90 ... 310VAC. Como exemplo, você pode considerar inversores de rede com MPPT, onde quando a saída é de 800V, 200 ... 600VDC é alimentada na entrada, ou seja, a proporção é de 1: 4;
• A tensão no transistor. Essa limitação está intimamente ligada à tese sobre a razão acima e é por isso ... O transistor VT1 deve ter uma tensão de fonte de dreno igual à tensão mínima de saída, e em dispositivos reais também tem uma margem de pelo menos 20% para ondulação. Os interruptores de alta tensão possuem uma grande resistência de canal e, com uma grande proporção de tensão e corrente de entrada, são muito grandes, o que levará a grandes perdas no transistor;
• Tensão do diodo. Se você observar atentamente o circuito do conversor, ficará claro que uma tensão igual à tensão de saída é aplicada ao diodo VD1, ou seja, se você tiver uma saída de 400V, o diodo também deverá suportar esses 400V.
  
  Nesse sentido, essa topologia tem uma vantagem interessante, porque Como o diodo é de alta tensão e a corrente flui nele várias vezes menor que a corrente através do transistor, em muitas soluções o uso de um diodo Schottky ou diodo SiC permitirá perdas menores do que o uso da topologia síncrona (meia ponte em transistores). Isso se aplica a soluções com uma saída de 200V ou mais, e a versão síncrona da topologia é relevante principalmente apenas até uma tensão de cerca de 100V;
• Tensão do capacitor. Parece um ponto óbvio, mas, para esclarecer, o capacitor de saída deve suportar a tensão igual à saída, o que em muitas tarefas em que o reforço é aplicado pode ser de 400, 800 e até 1500VDC.

Pelo exposto, acho óbvio que é razoável usar um conversor de expansão quando você precisar aumentar a tensão em um máximo de 3 ... 4 vezes e ao mesmo tempo não precisar de isolamento galvânico, em outros casos você já precisará procurar topologias push-pull ou ponte completa. A potência dos conversores de impulso, em princípio, não tem um limite superior, existem PFCs de dezenas de quilowatts e inversores para usinas de energia solar por megawatt, que são construídos sobre esta topologia.

Capítulo 3 - Cálculo da parte de potência do conversor

É hora de calcular os principais elementos de potência para a montagem do protótipo. Como fonte de alimentação, usarei uma fonte de alimentação de laboratório com uma saída de 12V, como se alguém quiser repetir, mas não houver LBP, você poderá usar o habitual chinês Mean Well em 12V 5A. Uma lâmpada incandescente de 36V e uma potência de 60 watts atuará hoje como uma carga visual. Eu selecionei especificamente a fonte e a carga para que o layout pudesse ser montado em qualquer vila, ao mesmo tempo em que era barato e suporta uma proporção de 1: 3. Total, temos os seguintes dados de entrada:

• Tensão de entrada: 12V
• Tensão de saída: 36 V
• Potência: 60w
• Frequência de conversão: 100 kHz

Cálculo e fabricação de um acelerador

Vou começar com o mais interessante e importante, porque É com o cálculo da indutância de energia que os desenvolvedores geralmente têm problemas. Observo imediatamente que vou calcular o valor da indutância para o modo de corrente contínua (CCM).

Para começar, vamos encontrar o valor máximo do ciclo de trabalho no qual nosso conversor funcionará. Este valor será definido pelo controlador PWM com uma tensão de entrada mínima. Por exemplo, pretendo alimentar o conversor a partir de uma fonte de alimentação estabilizada e, em seguida, V _min = V _nom . Se você escolher, por exemplo, uma bateria de chumbo-ácido, a faixa de tensão será de 10,2 ... 14,2V e, nesse caso, precisará usar o valor 10,2V para cálculos, porque alcançará o ciclo de trabalho máximo. No mínimo, aceitarei um valor igual a 12V . A própria fórmula para o cálculo é simples e tem a seguinte aparência:



Agora precisamos calcular a corrente de ondulação no indutor. Quem leu meu artigo sobre o conversor buck provavelmente se lembrou de que escolhemos esse valor por nós mesmos e, geralmente, é estabelecido entre 20 e 50%, assumirei um intervalo de 30% e agora encontraremos o valor atual:



Agora calculamos o valor mínimo da indutância, que será necessário para permanecer no modo de corrente contínua:



Para a fabricação do acelerador, levarei o acelerador R26 / 14/11 (R é o anel e os números são as dimensões) do material Kool Mu com permeabilidade 60, você pode fazer o download da documentação e comprar aqui - Lepkos .



Agora vamos descobrir quantas voltas precisamos para obter essa indutância mínima:



Este é o número mínimo de voltas em que o conversor permanecerá no modo de corrente contínua com uma tensão de entrada mínima de 12V. Para garantir a confiabilidade, vamos dar mais algumas voltas, de modo que certamente daremos mais 3 voltas, ou seja, 29 voltas . Vamos descobrir com que indutância terminamos com tantas voltas:



Temos um novo valor (final) da indutância e o número de voltas, vamos verificar se ultrapassamos o limite de indução para este núcleo:



O núcleo é feito de material Kool Mu para o qual o limite de indução é de 0,5 T. Como você pode ver com esse núcleo, é obtida uma margem de cinco vezes. N - confiabilidade! A partir disso, podemos concluir indiretamente que, a uma frequência de 100 kHz, cerca de 300 watts podem ser bombeados através desse núcleo.

Agora vamos decidir sobre um fio de enrolamento. Eu tenho muito do meu fio favorito com um diâmetro de 0,6 mm no meu armazém, o que corresponde à seção transversal de um núcleo de 0,283 mm ² . A corrente média no núcleo será de aproximadamente 5A, respectivamente, se você envolvê-lo em um núcleo, obteremos uma densidade de corrente de 5A / 0,283 mm ² = 17,66 A / mm ² , o que é demais e haverá aquecimento excessivo do indutor. Existem muitos locais para o enrolamento, o núcleo é grande, então eu o enrolarei em 2 núcleos , o que reduzirá a densidade de corrente em 2 vezes para um valor de 8,83 A / mm ² . Isso permitirá que você superaqueça em relação ao ambiente dentro de +20 ^o C.

Todos os parâmetros do indutor foram determinados: dimensões R26 / 14/11, material Kool Mu, número de voltas 29, fio de enrolamento com diâmetro de 0,6 mm e enrolamento em 2 núcleos. Vamos dar corda:



Ferida, presa ao final do enrolamento, a fita gravou todo o enrolamento - feito. Resta medir o valor real da indutância do indutor:



Obteve o valor necessário! Agora você pode prosseguir com segurança no cálculo da capacidade de saída. A lógica é basicamente simples - quanto maior a capacidade de saída, menor a ondulação. É verdade que vale a pena entender que, se você levar a capacitância várias ordens de magnitude maior que a calculada, a constante de tempo será muito grande e o sistema de controle (SU) não funcionará corretamente, portanto calculamos o valor mínimo de capacitância para o capacitor (C2):



Em frequências dentro de 200 kHz, onde eletrólitos baratos ainda estão sendo colocados, geralmente multiplico esse valor mínimo por 2 ... 3 e defino esse valor. Na tarefa atual, eu uso um módulo de energia de depuração, e os eletrólitos já estão instalados nele, que desempenham o papel da capacitância de saída na topologia de reforço, que discutirei em mais detalhes no próximo capítulo.

A capacidade total de eletrólitos é de 3000 μF, o que é muito nesta tarefa, porque a placa foi projetada para maior potência. Com uma capacitância de saída tão grande, o feedback não é bom, mas para experimentos sim.

Resta falar fluentemente sobre transistores. É sobre transistores! Eu uso um módulo de meia ponte e, portanto, implemento um conversor de impulso síncrono. Os módulos estão equipados com transistores IPP083N10N5AKSA1 com uma tensão de fonte de dreno de 100V, que fornece uma fonte de tensão quase três vezes maior e, portanto, cobre a tarefa - passamos pelo transistor VT1 e o diodo VD1 é substituído por um transistor semelhante e, consequentemente, também passamos.

Capítulo 4 - Código para controle de acionamento

Como vou falar sobre algoritmos de controle em um artigo separado, hoje o conversor será controlado pelo mesmo programa que foi usado no artigo, que falou sobre topologia buck, você pode lê-lo aqui . No capítulo de código, você pode ler em detalhes sobre a inicialização do HRPWM e ADCs, bem como sobre sua sincronização.

As alterações no código ocorreram em apenas um local, ou seja, no manipulador de interrupções com o ADC - o limite de corte alterado, porque Eu usei um divisor de tensão diferente. Bem, corrigi a condição para que não haja excesso excessivo:

void ADC1_2_IRQHandler (void) { ADC2->ISR |= ADC_ISR_EOC; adcResult = ADC2->DR; if (adcResult >= 3400) { dutyControl = dutyControl - 10; } else { dutyControl = dutyControl + 10; } SetDutyTimerA(dutyControl); } 

Você encontrará o projeto de origem do TrueSTUDIO no final do artigo como um arquivo morto. Agora que o princípio de operação do conversor foi desmontado, todos os componentes foram contados, existe um programa de controle, você pode começar a montar o layout e testar o desempenho e a exatidão dos resultados.

Capítulo 5 - Montagem do layout e teste da operação do conversor

Prosseguimos para a etapa mais interessante e colorida, a saber, a montagem do layout e a verificação do desempenho. No começo do artigo, mencionei a relação entre topologias buck e boost, agora vamos analisar isso, porque no módulo de meia ponte, isso é extremamente claro. Primeiro, vejamos o circuito do conversor buck:



O quadro verde destaca os componentes que estão instalados no módulo de energia da meia ponte , como você pode ver aqui C1 atua como uma capacitância de entrada e o capacitor C2 como uma saída. Agora vamos desenhar um circuito conversor de impulso:



Quem está atento e percebeu o que mudou? Sim, em princípio, nada mudou, curiosamente, a única diferença é que a entrada e a saída mudaram de lugar. Como você pode ver, as topologias em si são idênticas, e outra propriedade interessante decorre disso - se uma topologia síncrona for aplicada, o conversor poderá funcionar como um conversor bidirecional!

Um exemplo? Fácil! Imagine um dispositivo portátil com uma bateria USB e Li-ion. Quando o USB é conectado, o conversor opera no modo buck e carrega a bateria, assim que o cabo USB é desconectado, o conversor entra no modo de aumento e o eleva de 5V para 5V a partir do qual o dispositivo é alimentado. Legal! E há muitas tarefas semelhantes em que esse recurso é útil.

Montei o layout de acordo com o segundo esquema, e nele o capacitor C1 é apenas a capacitância de saída, ou seja, já está instalado e basta acionar o módulo que fizemos e a capacitância de entrada. No papel da capacitância de entrada C2, usei um par de capacitores eletrolíticos a 4700 μF 25V e, no final, obtive este modelo da unidade de potência:



Agora, conectamos o módulo de controle e a fonte de energia à parte de energia, neste caso a fonte de alimentação do laboratório:



Agora, preencheremos o firmware no microcontrolador, forneceremos energia ao técnico de laboratório, definiremos o fator de preenchimento de 30.000 dentre 45.000, o que, de acordo com nossa fórmula, aumentará a tensão de entrada em 3 vezes: V _out = 12V / (1 - 0,66) = 12 / 0,33 = 36, 36B. Depois disso, vemos que a lâmpada acende intensamente:



Agora conectamos o osciloscópio aos mesmos pontos e vemos o seguinte resultado:



Como você pode ver, o dispositivo funciona corretamente: a voltagem realmente aumentou 3 vezes, o consumo de entrada é de cerca de 60 watts ( sim, eu sei que a lâmpada precisa de uma mudança de 36V ), a própria lâmpada consome uma corrente de 1,61 A. Para maior clareza, deixarei um pequeno vídeo para trabalhar :


Resta descobrir quanto o conversor aquece nessas condições. Sugeri que o superaquecimento seria mínimo, pois tudo foi calculado corretamente e os componentes foram tirados com uma margem, então ele colocou o transdutor no ambiente com uma temperatura de cerca de + 10 ^o C, a fim de melhorar o contraste do campo de temperatura.

A metodologia para teste é simples e consiste em três etapas:

• Coloco o conversor em um ambiente com temperatura de +10 ^o C e espero até que ele esfrie e se torne quase indistinguível no termovisor em relação ao fundo geral;
• Ligo o conversor, deixo-o funcionar por 5 minutos e meço a visão geral do conversor e separadamente os componentes de energia;
• Deixo o conversor para trabalhar por mais 1 hora e meço novamente, ver quanto a temperatura dos componentes aumentou.

Após esse experimento, será possível tirar conclusões aproximadas sobre a possibilidade de operar o conversor em operação contínua, bem como entender como o dispositivo superaquece em relação à temperatura ambiente, o que permitirá prever o comportamento do dispositivo em temperaturas ambientes mais altas. E então vamos começar:

• Medição nº 1 - o transdutor foi colocado em um ambiente com uma temperatura de cerca de + 10 ^o C:
  
  
  
  Pode-se observar que as placas estão quase completamente fundidas com o ambiente, o que significa que você pode ligar e começar a avaliar a temperatura do conversor já com a carga nominal.
  
• Medição No. 2 - o conversor opera a 100% da carga nominal por 5 minutos, a temperatura ambiente é de cerca de +10 ^o C:
  
  
  
  Após 5 minutos de operação, a imagem ficou mais contrastante e mostra claramente o próprio conversor e os principais componentes de aquecimento. Os superaquecedores de registros se tornaram isolados dc / dc para drivers de transistor com uma temperatura de +29 ^o , mas não há nada de estranho nisso, porque temperatura de superaquecimento +20 ... 30 ^o é nominal para eles, o que é refletido na documentação. O segundo lugar é ocupado por um estrangulamento, cuja temperatura é +28 ... 29 ^o , que é mais do que boa, porque freqüentemente as bobinas de trabalho podem atingir o nível de +80 ... 100 ^o . A temperatura do radiador é de +20 ... 21 ^o C, e os transistores são apenas um grau mais quentes e talvez menos, porque qualquer termovisor não é realmente o dispositivo mais preciso do mundo.
  
• Medição nº 3 - o conversor opera a 100% da carga nominal por 1 hora, a temperatura ambiente é de cerca de + 10 ^o C:
  
  
  
  Após uma hora de operação, as temperaturas cresceram e se acalmaram, tentei medir após 3 horas, mas o resultado não mudou, ou melhor, mudou no nível do erro de medição, então não adicionei esse estágio. Enquanto isso, vejamos as temperaturas após o conversor atingir a velocidade de cruzeiro no modo nominal.
  
  A temperatura do radiador cresceu +4 ^o C e os transistores "se fundiram" a ele, porque tudo aqueceu e o fluxo de calor foi distribuído uniformemente. A temperatura em dc / dc isolado cresceu +9 ^o e atingiram os indicadores de superaquecimento do passaporte, até a margem permaneceu alguns graus. A temperatura do acelerador aumentou em +3 ^o C.
  

Vamos resumir ... A temperatura dos transistores é normal, o que significa que as perdas são miseráveis ​​e o próprio módulo de potência funciona corretamente, não há correntes, não há problemas com a instalação dos transistores, a propósito, eles se assentam em um substrato de cerâmica em uma gota de pasta térmica MX-4, não é necessário adicionar muita pasta - vai ser pior.

A temperatura do indutor também é normal, o que significa que a indutância foi calculada corretamente e o núcleo também foi dimensionado de acordo com as dimensões, bem, sim, com uma margem de 5 vezes :)) , ou seja, ele não satura e o enrolamento não superaquece com o valor atual da densidade atual.

Conclusão

Hoje examinei a próxima topologia de conversores, espero que o material se torne uma cábula útil para você ao desenvolver conversores de impulso convencionais e controlados por DSP. Na próxima vez que pretender falar sobre a topologia igualmente popular e talvez mais útil de uma ponte completa ou ponte completa, falarei sobre os cálculos do transformador e como fazê-lo.

Pelo apoio na criação do material para o artigo, tradicionalmente gostaria de agradecer à empresa PCBway , que facilita o processo de criação de layouts para mim com meus quadros e estênceis.



E o mais importante - o código fonte do módulo de energia, a placa de controle e o próprio código, como sempre, estão disponíveis para todos verem. Até agora, apenas na forma de arquivos, como você consegue suas mãos, finalmente precisa criar um repositório no github.

• Design da fonte do módulo de potência Altium Designer e documentação em PDF
• Projeto de origem do módulo de controle no Altium Designer e documentação em PDF
• Projeto para STM32F334R8T6 no TrueSTUDIO