尽管不久之前就忽略了一篇写得很好的文章，内容涉及开关电源变压器的计算，但我将为您提供我的技术，不仅仅是裸技术，而是最透明地描述其中使用的原理。将没有图片，将有大约18个简单公式和大量文本。我请大家加入。我想告诉您如何计算像反激式电源的脉冲变压器这样的狡猾的野兽。反激或反激可能是最流行的脉冲转换器拓扑。我认为，IIP中有两个非常重要且微妙的地方-这是一个变压器和一个反馈回路。在本文中，我想展示一组可能的简单数学方程式，通过求解它们，我们可以获得反激式非常真实的变压器的数据。在互联网上，在各种作者的文章中，或在各种制造商的AppNote中，您都可以找到通常被尽可能“压缩”的各种计算方法，因此从公式中完全不清楚它们是如何获得的。我不想将重点放在准确性上，而是在计算的最大可见性和透明度上，以便您理解“为什么”。接下来，我将尝试简要扼要地撰写文章，以便您在阅读本文后可以立即坐下来数数。我不会绘制返回源中的电压和电流图，我认为您已经为“漏电感”，“反射电压”，“通过电源开关的电流峰值”，“磁路消磁”之类的词做好了充分准备。可以理解的。因此，我们将考虑不带功率因数校正器的反激式电源变压器，这是最常见的，到目前为止，我的“计算”仅为此进行了改进。我会单独记下所谓的转换器的准谐振运行模式，当磁路完全消磁后，立即开始向变压器中注入能量。即所谓的“当前连续性系数” = 1，即一旦所有能量通过次级绕组流出（并消散到缓冲电路中），我们便立即打开钥匙并再次将其抽起。这种模式最近在反激式电源中非常流行，因为让您稍微提高效率。我会提前进行预约-以下方法非常粗糙，但可以在“钢筋混凝土”中使用，并且已经在真实电源中的真实变压器上进行了反复测试。首先，下载计算，将其打开，然后移开视线。用于计算输出功率为100W的电源变压器的值已“驱动”到其中。计算：不幸的是，由于某种未知的原因，我没有显示公共链接。
也许发布公共链接是违反规则的。我希望主持人能听到这个灵魂的呼唤，并给我发送一个个人过滤器设置，但是现在您可以将以下所有公式重写为Excel或Matkad并获得合适的结果。所以走吧为了开始计算，我们需要问自己几个初始参数（所有这些参数在计算中都以绿色突出显示），即：1.我们为其制造变压器的电源的输出功率（POUTmax）。2.电源的输出电压（Uout）（1）。3.主绕组（Ubias）（2）的输出电压。4.最小电源电压（UACmin）（3）。5.最大线路电压（UACmax）（3）。6.整流网络（Urpl）（4）的滤波电容器上的纹波电平。7.变压器的预期效率（取0.85，您将不会损失）（ŋ）。8.变频器（5）的工作频率。9.流过按键开关初级绕组（ILPRpeak）（6）的电流的峰值。（1）如果输出电压足够低，请考虑二极管两端的直接压降。（2）在绝大多数电源设计中，需要第三绕组，控制微电路将通过该第三绕组供电。（3）始终保持一定的余量，即如果指定的范围是180-264，则取值范围是160到280。（4）通常只能猜出该参数，取其常数成分的10％，不会误会；实际上，您会在收到有效原型后“计算”计算。（5）期望铁心去磁的变频器频率是浮动的，我们“从上限”取我们要在满负载下获得的频率。（6）我希望您知道电流的形状是三角形，按键会换向，按键是什么，等等。所以第一个公式是：我们首先确定初级电感Lpr。Lpr =（1000×2×POUTmax）/（ŋ×F×ILPRpeak ^ 2）（1）
为简化起见，我将排除效率，仅将乘积1000乘以亨利的microHenry即可得到以下方程式：Lpr =（2×POUTmax）/（F×ILPRpeak ^ 2）（1.1）
乍一看，这是完全无法理解的。让我们尝试将其转换。从右向左转移因子，我们得到。（Lpr×ILPRpeak ^ 2）/ 2 = POUTmax / F（1.2）
我们转换右边，我们得到：（Lpr×ILPRpeak ^ 2）/ 2 = POUTmax×T（1.3）
因此，在左侧，我们具有电感中包含的能量（物理教科书，如果不清楚）。在右侧，我们拥有在转换器运行期间消耗的功率。即存储在初级绕组电感中的能量（在泵浦阶段，从周期开始到打开钥匙）等于在整个周期T（从泵浦开始到变压器中的能量完全耗尽以及新脉冲的开始）内传递给负载的功率。在稳定状态下，从网络中泵入变压器的功率应等于泄漏到负载的功率。即所有推论都表明我们的消息来源已经在起作用，而不是开始。现在让我们离开这个公式（1），然后在计算中使用它，我只是想证明它的结果。现在介绍参数。让我们看一下公式。通过修复（选择）四个未知数中的三个，我们可以获得第四个未知数。功率（POUTmax），我们已经设定。频率，您可以根据需要随意选择。事不宜迟，让我们说50kHz，我们不会输。超过150kHz攀升是不值得的，因为开关损耗会变得不合理地高，甚至趋肤效应，因此在反激式中就不需要这样做。通过初级绕组的电流峰值，同时关键是ILPRPeak，是我们将要发挥的神经上的一个参数。选择其ILPRPeak值，我们更改Lpr，并进行更多更改。在我的计算中，我们将更改ILPRpeak并观察表的其他单元格，其他公式的结果将位于该单元格中。再次，接近现实，对于100W的光源，您可以从ILPRpeak = 3 ... 4A开始。只需尝试在单元格中替换不同的数字，您将看到其他派生参数如何变化。特别是，在选择“初级”的峰值电流时，我们查看“反射”电压，并从考虑与我们一起使用的按键开始。此参数还会影响次级电流的峰值，这一点也很重要，因为在反激式中，电流具有矩形三角形的形状，并且峰值是电流的几倍，即大于 如果负载电流为5A，则峰值可能为50，着重于现有二极管和铜绕组中的损耗。第二个公式：UDCmin = UACmin×1.41-Urpl（2）
没有什么可以简化的，我认为很明显，考虑到缓冲电容器的损耗，我们得到的恒压值是最差的，该电容器位于网络整流器或KKM之后。吨=（Lpr×ILPRpeak）/ UDCmin（3）
在公式（3）中，我们计算钥匙必须打开多长时间，以便在最坏情况下将UDCmin施加到电感时，电感中的电流从零增加到所需的ILPRpeak。T = 1 / F×1000（4）
我们设置了较早的频率；周期在（4）中计算。之所以乘以1000，是因为我们以kHz为单位而不是千分之一赫兹写下了所需的频率。托夫=吨吨（5）
其余时间将专门用于将能量传输到负载，由公式（5）计算。Q =托夫/吨（6）
在（6）中计算网络中最差电压的最大占空比和滤波电容器的最大衰减。Urv = UDCmin×吨/托夫（7）
“反射”电压。我们的变压器虽然是反激式的，但仍然是变压器，这意味着变压比也适用于它。如果在电流流过整流二极管的过程中，次级绕组上的电压（例如）为12.7V，则通过匝数之比，该电压转换为初级绕组（毕竟，磁通量会同时“冲洗”所有绕组）。公式（7）有点棘手，请尝试“解开”它。我们得到：UDCmin×吨= Urv×Toff（7.1）
（7.1）展示了一个非常重要的观点，通常被称为“伏特相等*秒间隔”。只要我们照原样使用通过（7）获得的数值，也许声明（7.1）的有效性不是显而易见的，或者不是立即清楚的。UVTmax = UACmax×1.41 + Urv（8）
我希望您能很好地理解，反过来，初级绕组是恒定电压的，滤波电容器上的只是一根电线，即如果我们的滤波电容器仍被充电至310V，则当电源开关断开时，电流流经次级绕组，该常数简单地“流经”初级绕组并施加到开关，但反射电压将被添加到开关。最可悲的是，它与常量结合在一起。并且这没有考虑到散射电感的发射，请记住这一点，在计算中，这种情况特别用红色突出显示。然后，（8）显示将反向施加到电源开关的电压。您可以立即将开关设计的最大电压增加，即使是200伏以上的电压，也不会弄错。原型将显示由电感散射产生的电压浪涌的实际幅度。现在，我们可以这样计算变压器的变比：肯德基= Uout / Urv（9）
我将此转换率称为“反向”，因为 它被认为是落后的。现在可以得到经典的转换率：K = 1 / Kfb（10）
接下来，我们计算将在转换器的正向方向上施加到整流二极管的最大电压。我想您很好理解，它将由滤波电容器负载上的电压组成，该电压在工作模式下可以被认为是恒定的，并通过变换系数变换施加到初级绕组的电压。UVDmax = Uout +（VACmax×1.41）/ K（11）
并且不要忘记，变压器绕组的寄生电感产生的发射也作用在二极管上，包括。如果我们要谈论的是具有高输出电压的电源，则应采用至少200V的电压裕度。对于低电压，至少为1.5，并用示波器仔细查看整流器。下一个Lsec = Lpr / K ^ 2（12）
从（12）我们可以得到变压器次级绕组的电感。公式中使用的规则说：“变压器绕组的电感与匝数的平方有关”，因为 表达式可以表示为：Lsec / Lpr = N2 ^ 2 / N1 ^ 2（12.1）（N2 ^ 2 / N1 ^ 2 = K ^ 2）
接下来，我们计算次级绕组的峰值电流。准备在这里获得相当大的数字，因为它是“返回”，并且“次级”中的电流为三角形，并且峰值可能大大超过负载电流。ILSECpeak =√（1000×2×POUTmax）/（F×ŋ×Lsec）（13）
该公式的转换方式与ILPRpeak的第一个公式相同。ILSECrms =ILSECpeak√（1-Q）/ 3（14）
在（14）中，计算通过变压器次级绕组的电流的有效值。我无法解释为什么（1-Q）/ 3的根，我可能可以通过绘制和诉诸几何来解释这一点。立即我们将估算初级绕组电流的电流值。ILPRrms =ILPRmax√Q/ 3（15）
因此，电感，电流，频率被计算在内。以及如何选择磁路，您会问，如何计算非磁隙？首先，我们将根据我们的生活经验“估计”它，并将其参数“驱动”到计算中，查看计算出的感应，我们可以选择另一个磁路。所以我想要一个100W的电源，输出电压为12V。我从天花板上拿起PQ2620型磁路。从他的数据表中，我写出了Ae，期望的间隙以及该间隙的电感系数（在Epcos数据表中，通常会给出一张表格，其中包含该磁路的标准间隙，Al值和等效磁导率）。但是，如果没有关于所需间隙的系数Al的数据，则必须使其成为间隙（间隙），缠绕100个测试匝数，然后根据简单公式Al =√（L / N ^ 2）计算，其中L是磁芯上电感的测量值在您看到的间隙下，N是您绘制的匝数（我建议将绕组试绕100匝）。假设您自己知道为什么需要磁路中的间隙以及Al是什么，我将不解释Ae，G和Al是什么。同样，可以将带间隙的岩心的等效磁导率输入到计算中，但那里并没有使用它，纯粹是为了美观。在公式（16）中，我们考虑所需的匝数。Npr =√Lpr/ Al（16）
变压器最重要的参数之一是磁感应通量的峰值。B =（Lpr×ILPRpeak）/（Npr×Ae）（17）
我绝对不建议超过0.3的值，而0.4已经是一场灾难。碰巧这种磁路似乎非常适合我们的需求。电感小于0.3 Tl，我想根据我们的需要进行设置。不幸的是，该计算不包含用于计算磁路窗口中铜的填充量的公式，因此，不可能对此做出最终结论。如果感应大于0.3 T，我们可以选择更大的磁路，也可以增加间隙。增大差距，我们得到的Al和Rs的值将有所不同。感应通量值。总的来说，生活经验表明，最好不要进入大于1.5毫米的间隙。因为它们具有寄生现象的特征，例如磁场的凸起线，位于间隙附近的匝的加热到可以达到“可汗”的温度，总之从0.2mm到1.5mm小于0.2-材料的热膨胀会显着改变变压器的参数。超过1.5毫米-上面已写道。选择磁路，即仅通过铁心横截面（Ae）比较不同的模型，我们就不会看到这样的事实，即对于相同的横截面和间隙，磁线的长度也会影响Al。例如，PQ2620磁芯的磁芯截面积为122mm.kv，而ETD34仅97mm.kv.，但是这些磁芯的磁线长度不同，可以成功地通过ETD34和PQ2620抽运100W。我的意思是，在计算中取并替换所有与您认为可以泵出所需功率的尺寸接近的铁氧体。计算出磁感应强度后，计算得出次级绕组和辅助绕组的匝数，这里不再赘述，方法与以前相同。希望以上对您有用。IIP的发展是应用科学的一个巨大层面，而这种“计算”只是塔木德群岛之一的一小片叶子，它收集了人类的所有经验，但是在开发简单的“反激式”的应用计划中非常有用。我的“计算”（不是真正的我的计算，而是从意识形态策划者那里继承的）是一个相当原始的工具，因此，我建议使用弗拉基米尔·德尼森科的程序集，这些程序集很容易在搜索引擎中找到。那些“削减”“权力”主题，并在评论中对世界佬说些话的人。欢迎任何批评！尚不清楚的是-问，我将在本文中提供更详细的说明。