世界，PCB走线，5月。 因为PCB跟踪很费力。 本文打开了一个完整的块，其目的是为完成此任务提供正确的工具。 它证实了控制返回电流路径并使关键信号线电流电路的电感最小化的重要性，并提供了对其进行最佳跟踪的建议。
正如本周期前几篇文章中已经提到的那样，在开发印刷电路板的过程中应考虑到可负担的技术在其生产中的可能性。 此外，“可及性”在这里应理解为“在给定的时间，财务和组织框架内的可及性”。 在PCB跟踪阶段，技术限制尤为重要。 因此，建议在开始跟踪之前，研究建议制造商的技术标准，并在使用的CAD系统中创建一组规则，在跟踪印刷电路板时将自动监视其实施。 立即，我们注意到，尽管现代CAD系统提供了自动跟踪印刷电路板的工具，但本文中将不考虑它们，并且通常不建议使用它们。 只有对于一个相对简单的项目，该项目具有良好的组件放置和经过深思熟虑的规则集，这些工具才可以提供高质量的拓扑。
不要忘记返回电流
PCB跟踪是开发人员设置PCB的金属化层中电流路径的过程。 在电路中，电流沿着闭合路径-电路-从电压源的正极流向负极。 因此，必须理解，从电压源流向负载的直流电流始终与从负载流向电源的回流电流相对应。 这对电流形成一个闭环，开发人员的主要任务是控制其参数，尤其是在高频信号的情况下。 印刷电路板的EMC和EMR存在大量错误和问题，这恰恰是由于开发人员没有分析轨迹和返回电流的相互影响这一事实。 在图。 图1显示了信号线的典型电流路径，彩色矩形突出显示了该电路的一部分，通常将大部分精力放在开发人员身上，而电路的其余部分有时留给自己的设备使用。 该图还反映了集成电路不是电能的事实。 它们执行复杂的关键元素的功能，而能源则是电池，电源子系统的电容器以及电路板外部的能源。
如果开发人员未设置返回电流的路径，则由电路板的拓扑结构（主要是公共电线）和物理定律（但始终如此）决定-沿路径的电流密度分布与阻抗成反比。 在一般情况下，这种分布不能解析地表示，但是，对于简单的情况，存在解决方案。 在周期的
第二篇文章中，建议将信号层放置在接地或电源的连续层附近。 在这种配置中，低频信号在参考层中的返回电流分布接近均匀（图2A），因为随着电流流动区域的扩大，由电阻分量确定的阻抗会降低。 随着频率的增加，电抗分量的影响变得决定性，并且通过信号路径下方的路径的电感最小，因为环路面积最小（图2B，请参见
第一篇）。 下式给出了一条细的（宽度w≤h）微带线的返回电流分布密度的分析估计值（x是与线的几何中心的距离，h是参考层上方的高度）：
这样的分布提供了电感的最小值，即，对于与电抗相比欧姆电阻可以忽略的所有频率，将由该公式来描述。 对分布的分析表明，50％的电流集中在±h频段，而80％的电流集中在±3h频段。
重要的是要理解，实际信号由一组具有一定频谱分布的频率组成，而它们通常具有噪声部分，该噪声部分的频谱可能与信号本身的频谱明显不同。 例如，在“低频”电源线中，切换数字电路时可能会产生明显的高频脉冲噪声。 因此，对于信号的低频分量，返回电流沿最短路径均匀分布在宽广的区域中，而对于高频信号（f≳100kHz），返回电流集中在最靠近直流电的狭窄区域中。
避免在基层开孔
电流分布与最佳值的任何偏差都会导致电流环路的电感增加。 如果在支撑层上有切口（eng。split，slot，gap），则会发生偏差，这可能是由于机械和过孔，多个过孔或端子引线，基台层中的信号走线所致（图3）。 Howard Johnson在[2，第5.3节]中给出了由长度D的不连续性引起的电感的估计值：
其中w是轨道的宽度，间隙本身的宽度的影响很小。 对于宽度w = 0.2 mm，间隙D = 1 cm的信号迹线，电感的增加将为∆L1≈8 nH。 为了进行比较，如果在间隙周围绘制信号路径，则其长度平均会增加D，这又会导致参考层上方的走线高度h = 0.25 mm，导致电感的增加幅度减小两倍：
最小电感
印刷电路板的每个元素（走线，过孔，连续层，焊接点，微电路引线，微线焊接）都存在寄生电感。 为什么将关键（高频噪声和敏感的低电流模拟电路的激进源）的杂散电感降至最低很重要？ 只需回忆一下其中包含电感作为参数的几个公式即可：一个将磁场通量与导体中电流强度相关的公式
导体中电流变化时与感应电动势相关的公式
共振频率公式
和LC电路的品质因数
因此，电感越高，辐射越高，包括串扰在内的脉冲噪声就越高，寄生振荡的激发频率越低，衰减时间越长。 当然，所有这些影响都是不希望的，并且与它们相关的问题不能总是通过对电路板进行重新加工来解决，例如安装其他滤波组件，屏蔽。
R.1。
路由高频信号线至关重要，以最大程度地减小电路的电感，这可以通过以下方法实现：
- 最小化打印轨道的长度，
- 排除信号层之间的过渡，
- 轨道与参考层的接近程度，
- 返回电流路径上的参考层中没有间隙。
如果无法消除信号线下方参考层中的扩展间隙，建议至少在最大信号线附近放置一个陶瓷电容器（英制缝线电容器），以提供通过该部分的返回电流路径。 但是，随着频率增加，电容器及其与参考层的化合物的寄生电感会降低解决方案的效率。
优化图层过渡
信号层之间的轨道过渡这一重要问题需要单独考虑，因为并非总是可能排除所有关键信号的十字准线。 在图。 图4显示了层间转换的各种选择的正向和反向电流路径。 该图有条件地显示了趋肤效应：返回电流在导体表层流动。 通过增加红色箭头的数量，可以判断出添加通孔电感的路径的总电感的增加，并且在不同的参考层的情况下，可以确定焊接点的电感和电容器的串联电感（英制等效串联电感，ESL）。 另外，在支撑不同电位的层的情况下，返回电流的高频部分以偏置电流的形式流动（红色虚线箭头）。 除了信号完整性方面的问题外，这还会导致该电源电路中出现噪声，并增加电磁辐射的水平[3]。
亨利·奥特（Henry Ott）在[4，16.3.3节]中提供了一个实验数据，其中研究了在一根高频线从上层过渡到下一根参考线的情况下，研究了四层印刷电路板电磁辐射水平的变化。 支撑层没有通过通孔互连，而仅仅是由于电容耦合。 将信号线分成一层的同一块板的辐射水平作为初始辐射水平。 在〜250 MHz的频率下，增加量约为30 dB，仅在2 GHz之后，印刷电路板的分布电容才提供了参考层之间过渡的足够低的阻抗，因此EMR电平没有太大差异。 实验表明，消除高频线路信号层之间过渡的重要性。
R.2。
在无法避免过渡的情况下，建议按照优先顺序选择以下选项：
- 在与同一支撑层相邻的两层之间（图4B），
- 在与具有相同电势（电源/接地）的支撑层相邻的两层之间，同时最大程度地靠近该层的变化位置（图4B），并且最好沿着信号线，支撑层通过通孔连接，
- 在相邻的两个相邻层之间的电位不同，同时在最接近该层变化位置的地方，这些支撑层由至少两个具有低连接电感的陶瓷电容器连接（图4G），
- 在相邻层之间相邻的两个电位不同的支撑层之间，而在最接近该层变化位置的地方，支撑层之间通过低耦合电感的陶瓷电容器连接-不建议用于边缘约为1 ns的临界信号。
不建议在关键信号的两层以上之间切换。 在前两个变体中，首选的支撑层是土层。 如果参考层是功率层，则必须在信号频谱带中提供功率子系统的低阻抗。 请注意，大多数情况下，大量陶瓷电容器位于微电路附近，因此更改接收器/发送器附近的信号路径层是最理想的，并且在最佳情况下不需要放置其他组件。
在复杂的印刷电路板上，有很多信号线，并且不可能满足本文针对所有信号指定的建议，特别是在最终产品尺寸要求很高的情况下。 这就是为什么有必要选择一组关键的高频和敏感信号并从中进行跟踪的原因。 在这种情况下，与此组相关的组件的布置应为关键信号的最佳布线提供机会。 最小化电流环路电感的任务只是信号线跟踪的一个方面；在本周期的下一篇文章中，将考虑减少线中反射和串扰的布线技术和匹配电路。
文学作品
[1] Holloway CL，Kuester EF，“微带线地平面电流密度的闭式表达式，适用于地平面损耗”。 IEEE Transactions on微波理论与技术，第一卷。 43号 1995年5月5日。
[2] Johnson H.，“高速数字设计：黑魔法手册”，Prentice Hall，1993年。
[3]崔伟，叶X，阿奇姆博特B.等。 “通过直流电源总线过渡产生的信号导致的EMI”，IEEE国际电磁兼容性研讨会，2000年。
[4] Ott，硬件电磁兼容性工程，Wiley，2009年。
该文章首先发表在《组件和技术2018》第2期上。 有关Geektimes的出版物已获得该杂志编辑的同意。