很久很久以前 在遥远的星系中 我写了一篇关于德州仪器（TI）专用Piccolo控制器的简短文章 ，该控制器旨在控制电源转换器和电驱动器。 这些控制器在许多任务中都是非常强大的开发工具，我想针对它们编写其他内容……简单而有用。
最近，我很困惑地开发出用于电机控制的控制器，因此，形成了本文的主题-今天，我将讨论形成用于电机控制的三相PWM的过程，并说明TMS320F28与其他控制器（例如STM32F334，STM32G484，XMC4200等）之间的有益区别。
作为一个立场，我将使用正在开发的控制器，las，我无法详细讨论熨斗部件。 但是，如果我说控制器是基于TMS320F28027 + DRV8353RSRGZT捆绑包构建的，那么您可以查看驱动器数据手册并查看常规电路概念，并且在此模块上进行调试，并且参考设计已经开放。
原则上，在相同类型的电路上，可以控制“消耗”电压水平和普通三相的BLDC电机，这些电机已经需要正弦输出。 我将显示两个选项，因为 通向正弦的路径是通过电压电平的形成。
关于铁的一点
从理论上说，驱动器的动力部分由3个半桥转换器组成，可能所有的变桨器和用于控制所有直升机中的BLDC引擎的控制器都以类似的方式制造：
一个区别-我没有输入整流器，因为 控制器最初由恒定电压供电。 在我的案例中，电源是一个18650电池形式的锂离子电池组件，使用的DRV8353RSRGZT驱动器仅可以控制3个功率半桥，在石头的使用版本中，还内置有运算放大器，可与分流器一起用作电流传感器，内置dc / dc，它可以吸收高达70 ... 80V的电压，所有这些都可以通过SPI灵活配置。 例如，能够调节晶体管控制的最大脉冲电流非常方便。
同样在该系列中，驱动器具有一组不同的功能，例如，具有模拟控制，非SPI或无内置dc / dc和无运算放大器。 在价格上，它们并没有太大的区别，您可能已经理解，我采取了最“大胆”的做法。 整个外观看起来非常漂亮，但是我轻而易举地采用了驱动程序绑定的设计，但发现了两个重大问题。 实际上，只有一个问题-这是强烈的过热现象：
但是此问题是由两个原因引起的。 实际上，问题的实质是驱动程序本身过热。 在温度记录图上，驱动程序被加载了5A的电流（对他来说几乎是闲置的），而驱动程序和MK本身则被加热了一点。 晶体管甚至不可见，它们具有PCB温度，在5A时热量损失很小。
- 错误1
老实说，我曾被我的一个朋友提示，我想这是最后一件事-驱动器具有内置的dc / dc，可接收15 ... 50V输入并输出3.3V来为MK，逻辑，比较器和运算放大器供电。 看来我的项目有采用单独芯片形式的LM5008和LM5017微芯片，并且在电流为100-150 mA时没有明显发热的情况下，我将电压从60V平稳地降低到3.3V，但是一切都变得棘手-转换器的总体效率在电流下约为65-70％ 300毫安！ 事实是，转换器本身可以提供3.3V的电压，但效率极低，最好将输出电压设置为10-12-15V。 当输出为12V 100 mA时，我的驱动器实际上停止了预热，效率达到了令人愉快的88％。 解决该问题的方法是使用内置的dc / dc将输入电压从15 ... 50V降低至12V，然后使用已经便宜的外部dc / dc将其从12V降低至3.3V。
- 错误2
第二个错误更明显，而我第一件事就是尽我所能。 事实是，对于QFN封装中的芯片，主要热量通过“腹部”散发出去，通常位于GND上，并通过多个过孔（过孔）紧贴地面，所有热量都从那里平静地散发。 最初，我没有考虑到电压差较大的内置dc / dc的微不足道的效率，因此，热压降（“腹部”）紧贴在内层的实心GND多边形上，而在外层上，我的腹部下方没有铜作为多边形，这丝毫没有困扰我地线 结果，结果是在芯片上释放了约0.5 W的热量，并散布在电路板的内层，即效率非常差。 该问题的解决方案是您需要在外层（底层）上进行接地测试，而不要这样做：
结果，在铁的第二次修订中，这些错误已得到纠正：添加了一个外部DC / DC转换器12-3.3V，并且在底层上另外填充了GND多边形，并在其上植入了芯片焊盘+保留了内部固体接地多边形。 经过这样的改进后，连续运行中的温度从+82降至+43 o C：
如您所见，由于损耗的减少，在相同条件下温度已显着降低，而且热量现在在电路板上的分布更加均匀，并且不会使驱动器或微控制器局部过热。 原则上，一切都是铁，没有其他有趣的事情发生并且稳定地工作。 因此，他们可能建议使用DRV8353驱动程序。
实施120 o的硬件相移
三相网络的一个特点是各相的电流不是同步的，而是相对于相邻的相移120 o 。 通常，这120 o相移是什么？ 简而言之，这是一代的起点偏移了周期的1/3。 从数学角度来看，信号周期为2π ，这意味着第二个信号必须移动2π/ 3，第三个信号必须移动4π/ 3。 从电子角度来看，该周期由计时器的倒计时周期设置。 例如，当以60 MHz为时钟频率时，我们希望获得一个频率为50 kHz的PWM，这意味着计时器的倒数周期将为0到1200（600000000 Hz / 50000 Hz = 1200）。 现在，要获得3个相移为120 o的相，我们无需触摸第一相，将第二相的当前值加+400，将当前相加+800。
如果我们在皮质内核上使用微控制器，则可以通过编写数学公式或使用事件同步来实现转换。 为什么让ST，NXP和其他公司不仅仅注册将写入偏移值的位置，这总是让我感到惊奇。 幸运的是，TI在他们的TMS320F28xxx中做到了这一点，只需设置一个寄存器即可设置移位！ 我不会告诉您为什么软件解决方案不是最佳解决方案，我只是说它很快就考虑了MK公式。 具有事件同步功能的版本已经足够了，在stm上我可以做到这一点，但是此选项不允许“即时”更改相位值，也就是说，对于某些移相桥，仅保留软件版本。 控制相位硬件的优势是吗？ 由您决定，我的任务是告诉您这是可能的。 对我来说，当我们谈论控制具有三相输出的电驱动器或电压逆变器时，这是显而易见的优点。
现在，让我们以3个互补对的形式配置PWM信号的生成，它们具有死区时间和相移。 到目前为止还没有正弦。 我将使用以下对：EPWM1A + EPWM1B，EPWM2A + EPWM2B和EPWM4A + EPWM4B。 这些是从微控制器传递到驱动器的信号。
- 第一步
必须使用GPAMUX寄存器将GPIO多路复用器配置为与PWM配合使用，并关闭对电源的输出上拉 ，以便在打开所有支路时都没有log.1并且按键也不会打开。 当前的保护固然可以节省，但最好不要这样做。 还应该记住，要访问设置寄存器，您需要使用EALLOW命令获得它，然后使用EDIS命令重新打开覆盖保护。
void InitGPIOforPWM (void) { EALLOW; GpioCtrlRegs.GPAPUD.bit.GPIO0 = 1;
- 第二步
设置PWM信号生成。 必须获得50 kHz的频率和120 o的相移。 在这种情况下，我使用通常的PWM，因为在此控制器中还具有HRPWM，因此记住这一点很重要。 PWM模块的时钟频率为60 MHz的核心频率，我在TMS320的第一篇文章中演示了如何设置PLL频率，我将不再赘述，但是在文章末尾将有一个包含代码的存档，可以在那儿窥视。
void InitPWM (void) {
现在，再详细一点……在TBPRD寄存器中，写上句点，或者说“ period / 2”，因为 我们考虑两个方向的计时器，结果发现周期600对应于互补对模式下50 kHz输出PWM信号的频率。 在TBPHS寄存器中， 我们写入需要偏移的相位值，在本例中为600的400，对应于2π/ 3。 值得注意的是，我们没有移动第一阶段，因此对于它而言，偏移是0，对于第二阶段而言，偏移是400，但是对于第三阶段，写800似乎是合乎逻辑的，但是600中的800并非完全如此...因此，他们写的移位不是相对于第一阶段，而是相对于前一个阶段，即第二阶段。 结果，我们在第三阶段中写入400，这对应于阶段2和3之间的2π/ 3，并且由于第二阶段已经移位，因此在阶段1和3之间将存在“2π/ 3 +2π/ 3 =4π / 3”，从电子学的角度来看，一切看起来都是合乎逻辑的。
为了使各阶段了解谁在相对于谁移动，需要一个凸台，因此使用PHSEN位将EPWM1设置为主模式，并将EPWM2和EPWM4分别设置为从模式。 使用SYNCOSEL位， 还可以设置同步 “点”，即从何处读取移位。 EPWM1与计时器的开始同步，即零周期，并且EPWM2和EPWM4已经相对于前一个通道的信号边沿同步：EPWM2的前一个通道是EPWM1，而EPWM4的前一个通道是EPWM2。
现在仍然需要打开互补对并设置停滞时间。 使用POLSEL位， 我们设置一个非反向PWM，即，在达到比较器（参考）的设置值时，在输出端会生成一个对数。 1.在OUT_MODE中，我们在信号的边缘和下降沿设置死区时间。 因此，在寄存器DBFED和DBRED中，以滴答为单位写入停滞时间的持续时间。
- 第三步
现在，仍然需要将占空比值写入与每个通道相对应的CMPA寄存器中，您可以观察到结果。
EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA = 300;
瞧！ 示波器探头连接到驱动器输出。 黄色通道是我们的EPWM1，即主机。 蓝色通道是EPWM2，它相对于黄色通道偏移了2π/ 3（或400个样本），绿色通道又偏移了400个样本。 这样我们得到3个相位，每个相位偏移120 o 。
现在，将示波器探头从功率桥的输出传输到微控制器发出的控制信号，并检查互补对内的停滞时间：
如您所见，设置的死区时间与实际死区时间相对应。 一个采样的持续时间为1 / 60,000,000 Hz = 16.6 ns ，我们得到20个采样，相当于20.6的死区时间16 ns = 332 ns，*大约是在示波器上观察到的时间。
实际上，它可以用现在的形式派上用场。 对于那些对交错的dc / dc转换器感兴趣的人，最明显的选择是多相dc / dc转换器 。 这是一个非常有趣的技术解决方案，可以显着减小功率电感的尺寸，减小电容器的输出电容并提高效率。 在简单的TMS320F28027上，您可以实现4相转换器，而所有这些都将非常简单地在代码中并且仅在硬件中实现。
我们产生一个三相交流电压
在许多问题中，仅在输出上获得离散值0或VCC是不够的；需要正弦波。 我有一篇文章讨论单相交流电压的形成，并在此处使用“表格”方法，即，最初计算了正弦波的值。 原则上，这也可以在三相中完成，但是我想展示一个替代选择，即实时或实时计算占空比值。
有一个功能。 在这种情况下，PWM频率也是50 kHz，并且在此信号的两个周期之间设置了相移。 因此，当我们以50 Hz的频率调制正弦波时，硬件相移会“丢失”，它将仍然存在于PWM之间，但不会出现在正弦波内部，因此必须通过软件完成。 三角函数对TMS320F28027来说很沉重，但是对我来说并不是很忙，所以让它来数一数。 如果您的任务需要大量计算，则需要具有TMU和FPU的控制器，例如TMS320F280049，它可以使运算速度更快。
要将占空比值加载到PWM中，我们需要一个计时器，该计时器的周期将设置采样频率。 我需要一个20 ms（1 / 50Hz = 20 ms）的周期，我将采取正弦波的步数，例如20，因此，应该以0.02 s / 20 = 0.001 ms = 1 kHz的频率生成一个中断，在此中断中，我会将值写入PWM 。 为简单起见，我将使用一个常规的CPU0计时器并对其进行配置：
void InitTimer0ForGenerator (void) { EALLOW; PieVectTable.TINT0 = &cpu_timer0_isr; EDIS; InitCpuTimers(); ConfigCpuTimer(&CpuTimer0, 60, 1000); CpuTimer0Regs.TCR.bit.TIE = 1; CpuTimer0Regs.TCR.bit.TSS = 0; IER |= M_INT1; PieCtrlRegs.PIEIER1.bit.INTx7 = 1;
InitCpuTimers和ConfigCpuTimer功能是标准功能 ，所有设置都在其中，我们只需要传输核心频率（60 MHz）和计数周期（以微秒为单位）（1000μs= 1 ms），就相当于1 kHz，我们需要它。 因此，在配置函数中的何处启用中断并传递中断处理程序的地址，一切都会在此发生。
现在，需要再次“发明”正弦公式，为此，您需要了解学校的三角学知识，仅此而已。 等等...我们有一个函数y = sin（x）让我们绘制这个函数：
如您在图表上所见，y的幅度从-1到1变化，但我们希望从0到1，因为 最小幅度为0V，最大幅度为（等于1），我们有+ VCC。 要“汲取” -1 ... + 1，我们需要双相营养，但事实并非如此。 您需要向正方向移动图表。 如果我们仅将其提起，则它将从0变为+2，而最多只能为+1。 因此，您需要除以2之类的东西！ 让我们从简单地划分和绘制y =（sin（x）/ 2）开始：
是的 现在该图的范围是-0.5到+0.5，即幅度为1。它已经更好了，但是我们还没有消除负值，因此我们只需要将图上移到0.5，为此，我们只需要将此值添加到结果中并得到公式即可y = 0.5 +（sin（x）/ 2）并绘制此函数的图形：
现在，一切都变得绝对完美：正弦波的振幅为0到1，不存在负值。 公式y = 0.5 +（sin（x）/ 2）描述了第一相，现在有必要添加相移以获得相2和3。为此，分别从x减去2π/ 3和4π/ 3，并获得剩余的公式y = 0.5 +（正弦（x-2π/ 3）/ 2）和y = 0.5 +（正弦（x-4π/ 3）/ 2）。 我们构建了3个图，看它是否看起来像事实：
还不错！ 当他们谈论三相网络或异步电动机时，该图类似于电气工程教科书中通常绘制的图。 顺便说一句，2.0943是2π/ 3，而4.1866是4π/ 3，我只是立即数了一下，它们就出现在我的代码中。 共有3个等式：
- A相-y = 0.5 +（sin（x）/ 2）
- B相-y = 0.5 +（正弦（x-2π/ 3）/ 2）
- C相-y = 0.5 +（sin（x-4π/ 3）/ 2）
在数学方面，一切似乎都很简单明了，但现在需要针对微控制器的实际情况进行调整。 我们的正弦波不是模拟的，而是具有“阶梯”的，即它是离散的，因为在我的情况下，我们只能设置电压或0V或+ 15V（VCC）。 较早前，我写道我将有20个步骤，因此在1个时期内我将有20个计算。
首先，让我们决定用什么代替x 。 我们的正弦曲线的周期为2π ，这意味着采样步长为2π/ 20 。 因此，正弦曲线将由20个点组成，就好像我们在这些点上建立图形并在它们之间近似一样。 结果，第一步的值将为sin（2π*（1/20），第二步的值为sin（2π*（2/20）），第三步的值为sin（2π （3/20）） ，依此类推，当我们如果达到20/20 ，则表示周期已结束，必须重新开始计数。根据收到的数据，让我们更正以下公式：
- A相-y = 0.5 +（sin（2π*（n / N））/ 2）
- B相-y = 0.5 +（正弦（2π*（n / N）-2π/ 3）/ 2）
- C相y = 0.5 +（正弦（2π*（n / N）-4π/ 3）/ 2）
现在，我们现在考虑图上每个特定点的正弦值。 因此， n是当前步骤， N是总步骤（20）。 在这些公式之后，我们得到一个从0到1的值，但实际上我们并不是以抽象的幅度进行运算。 在我们的情况下，幅度取决于占空比，因为 占空比从0更改为600（通过PWM设置），然后0为0，并且1等于600。基于此，让我们将其重新计算为一个真实公式，以获取将要加载到CMPA PWM寄存器中的值 ：
- A相- 占空比1 = A （0.5 +（sin（2π （n / N））/ 2））
- B相- 占空比2 = A （0.5 +（正弦（2π （n / N）-2π/ 3）/ 2））
- C相- 占空比4 = A （0.5 +（正弦（2π （n / N）-4π/ 3）/ 2））
因此， A是振幅的最大值，即600， n是当前步长， N是步长总数（20）。 占空比1，占空比2，占空比4的值是占空比的转换后的实际值，将其加载到CMPA中。 现在，让我们为更新的中断处理程序编写代码，并声明所有必需的变量：
float activeStep = 0.0; float amplitude = 600.0; float allStep = 20.0; const float pi = 3.1415;
如您所见，该代码是最简单的，如果您了解需要执行的操作以及要解决的问题中的简单数学运算。 每次调用该中断时，我们都会递增包含步骤号的activeStep变量，该变量从0变为20，然后重置。 事实证明，在一个时期内，我们为每个阶段执行20个步骤和20个计算。 为了不总是在公式中计算2π/ 3和4π/ 3 ，我立即将它们计算为常数。
计算结果极小，对于此MK来说绝对没有。 如果需要，可以大大增加点数，例如最多200个。这完全取决于任务。 通过更改中断调用频率和步数可以更改PWM频率。 您还可以更改可变幅度并更改电源转换器输出上的电压。
将代码下载到微控制器后，您将获得相应的图片：
如果沿Y拉伸图形，则最好查看信号缺陷。 这是由于采样步骤数量少的结果，因此应用了条件规则： 点数越多，信号越美观。
结论
今天，我谈到了多相系统中相移形成的过程，原则上没有什么复杂的，尤其是在使用TMS320F28时。 其余的取决于算法，原则上，在Runet的广阔领域中，有很多文章讨论了控制和无刷电机，异步以及各种各样的其他事情，您只需要改变逻辑即可。
我希望这些材料会有用，并且阅读起来不会特别无聊。 与往常一样，源被附加：
将项目与Code Composer Studio一起存档