几年前，我在类似标题下发表了一篇文章 。 简而言之，在本文中，我谈到了从头开始开发一种器件的过程，该器件具有“理想二极管”的功能，可以防止缓冲电池放电到断电的电源。

该设备虽然相对经济，但相对来说比较复杂（使用现代版本的LM393比较器时的电流消耗约为0.5 mA）。 读者提请注意这种复杂性，并在评论中建议使用另一种形式的“理想二极管”，看起来更简单一个数量级。 令我感到羞耻的是，那时我还不熟悉这种方案，因此我决定趁机对此进行更详细的处理。 经过一系列以计算机模拟开始并以面包板结束的实验，发现该电路以其明显的简单性，从理解其中发生的所有过程的角度以及从其本身存在的陷阱的角度来看，都是非常重要的。隐藏。


总的来说，我提请您注意“理想二极管”的另一种实现方式，并对其功能进行详细说明。

注释中建议的规范版本具有以下形式：


只有四个（或五个，取决于您的计数方式）零件和“理想二极管”已准备就绪。 一切似乎都很简单。 但是，引起您注意的第一件事是使用组件而不是传统的分立晶体管。 似乎这是该特定表演作者的一时兴致。 但是，在研究了其他选择之后，发现该方法几乎可以在网络上找到的所有方案中使用。 在这里，我们来分析该方案的工作原理。

工作原理

为了理解该原理，最好从所有瞬变都已完成的时刻开始，并且负载会消耗电源中的一些电流。 该电流流过开关，由于通道的电阻为非零，因此点1的电压略高于点2的电压。在这种情况下，来自点1的电流流经发射极结T1到两个晶体管的基极，然后流经R1到“土地。” 结果，在晶体管的基极处建立了等于发射极pn结的开路电压的电压。 但是由于发射极T2的电位低于发射极T1的事实，电流几乎不流过其基极，因为其发射极和基极之间的电压小于打开结所需的电压。 而且由于没有基极电流，因此T2闭合，发射极-集电极电阻很高，电源开关的栅极通过R2接地，这为其断开创造了条件。 结果，电流从点1通过电源开关的开放通道流向点2（而不仅仅是通过工艺二极管），并且该部分的压降以毫伏为单位。

当电源断电时，点1上的电压将很快低于点2上的电压。同时，电流将停止流过发射极结T1，而是开始流过发射极结T2，将其断开。 结果，晶体管T2的发射极-集电极电阻将大大减小，电源开关的栅极将连接到源极，并且沟道将被关闭。

基于前述，电路工作的必要条件是晶体管T1和T2的身份。 打开发射极结的电压尤其如此。 首先，它的精度必须不低于毫伏单位，其次，在温度因数的影响下，它的任何振动对于两个晶体管都必须是同步的。

这就是为什么在该电路中使用分立晶体管是不可接受的。 只有在单个技术周期的框架内产生的蒸汽才能被认为是完全相同的。 而且它们放置在公共基板上可确保必要的热连接。

甚至更重要的是，该电路的变体（也可以在Internet上找到）使用了二极管而不是晶体管之一，这也是没有意义的。


这种具有一定运气的方案是可行的，但是这里根本没有任何可靠性的问题。

顺便说一下，有些作者走得更远，除了晶体管组件，他们还使用电阻器（或容差为1％或更高的分立电阻器），这是由于需要进一步保持电路的对称性而引起的。 实际上，电阻器根本不需要精确选择，而在下面进行更多介绍。

但是真的吗

上面对工作原理的解释得到了极大简化，它简要回答了``它是如何工作的''问题，但没有提供对电路中发生的基础过程的理解，特别是不能证明选择元件值的合理性。

因此，如果任何人对这些细节感兴趣，那么我们将进一步阅读，并且对于他们而言，实用的方案就足够了，只需向下滚动至文章的最后一张图片即可。

为了清楚起见，让我们首先翻转电路，用更熟悉的NPN替换PNP晶体管，最后，使其变得更复杂一些，以便清楚地知道最终版本来自何处。


那么我们在这里看到什么？ 根据OE方案的两个简单放大级，以及通过电阻Rs的公共偏置电路。 如果晶体管相同，则流过偏置电阻器的电流将在两个晶体管的基极之间平均分配，并以相同的数量稍微打开它们。 结果，相同的电流流过集电极终端电阻，并且点OUT1和OUT2的输出电压也将相等。

现在回到我们的公羊，回想一下晶体管的发射极未连接在一起的情况，相反，它们之间可能会出现电位差，该电位差等于电源开关的开路两端的电压降。 给定通道电阻的大小，发射器之间的电压差可以从单位到数百毫伏。 这就是我们图中的样子。


由于该偏压，发射极T2比发射极T1稍微“高于地面”，这意味着电压Ube2将低于Ube1。 现在，让我们回想一下发射极pn结的电流-电压特性。


如果工作点在特性曲线的最大斜率范围内，则即使施加的电压发生微小变化也会导致流动电流发生非常强烈的变化，即 正向电压越低，等效转换电阻就越大。

让我们再次看一下该图。 发射极结T2处的电压降低，其等效电阻增加，这意味着流过Rs的偏置电流不再在晶体管的基极之间对称地分配，而是主要流过发射极结T1。 由此，T1打开，T2关闭相同的数量。 电流分布失去对称性，并以某种方式使电路“偏斜”。 此外，偏置的绝对值等于晶体管的电流传输系数（如果晶体管相同，则不是总和，而是各自分开）。

如果我们将发射极的电势差翻转到相反方向，则电路将在相反方向上受到类似的偏置：一个晶体管的集电极电流越高，第二个晶体管的集电极电流就越小，反之亦然。 结果，我们有了一个“反向” 电流镜 ，其中，在一个输入信号的影响下，电路的支路中会发生对称相反的电流变化。

经典的“直接”电流镜（类似于运算放大器和比较器的一部分）的不同之处在于，在两个单极输入量的影响下，一个晶体管的电流沿相反的方向变化。

来吧 结果电路使我们对电阻的作用有了一个概念。 集电极电阻R1和R2是晶体管的负载。 它们的作用是为连接到我们电路的那些电路供电，作为控制信号的来源。 因此，它们的电阻必须使得流过它们的电流足以激活输入负载电路。 在这种特定情况下，负载是MOS晶体管的栅极，其输入阻抗为数兆欧。

在数据手册中，通常不指示输入电阻，而是指示给定电压下的栅极泄漏电流。 根据该电流，您可以确定栅极和保护二极管的隔离电阻。 例如，对于IRF5305晶体管，在20伏电压下的泄漏电流声明为不超过100纳安。 一个简单的计算为我们提供了至少200兆欧的输入阻抗。

利用消费者的这种输入电阻，将有可能使用非常高电阻的负载电阻器，从而将晶体管的固有消耗降低到纳安级。 但是，最好不要过分“砰砰”，因为高阻抗电路对各种拾音器变得敏感。 此外，在亚微安级集电极电流的作用下，双极晶体管的增益会降低。 在这种情况下，最合适的负载电阻可以认为是数百千欧。 从可靠性的角度来看，这是最佳的阻力，同时从盈利性的角度来看，这是很高的阻力。

随着集电极电阻被挑选出来。 现在让我们进入偏置电阻Rs。 什么取决于他的抵抗力？ 初始集电极电流，即完全平衡电路的电流，取决于它。 而且，这些电流取决于先前选择的负载电阻器的值以及晶体管的增益。 那么该电阻的最佳值是多少？ 如此，晶体管的模式将处于最低稳定性的点。

毕竟，电路越容易受到不平衡因素的影响，则其对输入信号的灵敏度就越高。 这就是为什么在没有输入信号的情况下，晶体管不应完全打开或完全闭合，而应处于中间状态的原因。

用最简单的摆动平衡器进行类比在这里是合适的。 如果这样的摆动处于平衡状态，那么最容易使它们脱离此状态：轻轻推动，它们就向正确的方向倾斜。 但是，如果它们已经被肩膀之一上的负载所歪斜，则要从这种稳定状态中移出将需要付出大量努力。

因此，最佳电阻Rs使得晶体管的集电极处的电压大约等于电源电压的一半。 无需从字面上考虑这种情况，也无需承受电阻。 而且，为了减小工作电流，有意识地增加Rs，使集电极上的电压比电源电压低约5伏是完全可以接受的。 这将为可靠地控制电源开关留出足够的余量，但同时它将使所有电路中的电流最小化，从而使电路消耗最小。

为了控制现代功率MOSFET的体积，必须在其栅极上施加一个电压，该电压不得小于数据表“门限阈值电压”行中规定的电压。 对于典型的现代晶体管，该电压为3-4伏，因此选择的值为5伏，这保证足以以最小的输入信号完全打开晶体管。

至于特定的Rs额定值，全面测试表明，例如，对于BC807DS的组装，其电阻应约为5MΩ。 对于其他晶体管，该值可能会有所不同，但是还有另一个因素会影响我们，并减少了对电阻的精细选择的需求。

事实是，在实际电路中，当电流开始流过电源开关时，使电路失去平衡，栅极电压将开始变化，这意味着沟道电阻也将开始变化。 当通道上的电压降导致电路的不平衡时，这种反馈实际上是放大的，这会改变栅极电压，从而使通道电阻的变化甚至更大，从而导致更大的失真。 因此，它一直持续到到达极限位置为止，在该极端位置中，电源开关不再通过更改沟道电阻来更改栅极电压来做出响应。 但是，如果晶体管的增益足够大，则该过程将继续进行直到达到电源电压或为零（取决于点1和2处的电压比）为止。

因此，可以考虑到上述情况而得出的实际方案可以具有以下形式：


而且以这种形式，实际上在专门用于电子产品的网站上很少见到它。 但是，我们从另一个完全可行的方案开始，该方案更简单，更常见。 这两种选择有何区别？ 让我们再回头看一下原型，该原型开始了详细的分析。


这个方案有什么多余的？ 由于我们从一个晶体管的集电极（点OUT2）上删除了功率开关栅极的控制电压，因此第二个晶体管（OUT1）的集电极上的电压根本不会打扰我们。 并且由于集电极电流的存在与否对发射极结的电流-电压特性的影响很小，因此可以将负载电阻器R1安全地从电路中移除。 为了使集电极端子T1不会悬空并且不收集拾音器，最好将其连接到T1的基座（尽管这不是必需的，但该电路在集电极输出端破损的情况下仍能正常工作）。


最终方案采用非常熟悉的形式：


此外，我特别保留了原型中的电阻器位置，以强调这些电阻器执行完全不同的功能这一事实。 这在原始图中并不明显，但在这里尤其是经过所有解释和计算后，在此处清晰可见。 左边的电阻是偏置电阻Rs，右边的是原型电路中的负载电阻R2。 它们不是完全不应该相同的东西（有些作者认为），它们的值通常非常间接地相互关联，并且在一般情况下甚至不需要具有一般顺序。

这就是为什么在此位置无需使用电阻器组件或分立的低容差电阻器的原因。

并且从该方案还可以得出结论，该设备从点2接收功率，而点1只是输入信号源。 因此，当仅在点2上存在电压时，直接供电，如果仅在点1上供电，则首先通过功率晶体管的工艺二极管供电，然后在电路唤醒并开始工作时，它已经通过开路。

陷阱№1

我们找出了工作原理和额定值，结果如图所示：


以此形式，该方案在各种论坛中被广泛推荐，但是有一些细微差别极大地限制了其实际应用。 第一个问题是双极晶体管的一个参数，这在大多数实际应用中并不常见。 这是：


事实证明，大多数低功率晶体管的发射极结的最大反向电压是伏特单位，这是对我们的电路造成的威胁。 如果仅在点2处有电压，并且点1通过一个小电阻接地（去电的电源就具有这样的性能），则来自点2的电流会通过正向偏置的发射极结T2到达反向偏置的发射极T1，其后几乎接地。 即，点2的几乎所有电压都被施加到发射极结T1。


而这里最有趣的事情发生了。 如果点2的电压高于最大允许电压，则发射极结T1进入雪崩模式，并且具有足够小的RL值，晶体管将简单地失效。

因此，只有在工作电压不高于数据表中为所选晶体管指定的工作电压下，该电路才能可靠工作。 实际上，它不超过5-8伏。 甚至正式的12伏电源也无法再连接到这种电路。

顺便说一下，这是一个有趣的事实。 我尝试了几种不同类型的组件，这些组件的最大发射极结电压从5到8伏不等，所有这些组件都显示出高达12-13伏的雪崩击穿电压。 但是，您不应该在实际方案中依赖此，因为他们说规格是由燃烧的组件冒出来的，这并非毫无道理。

如果需要切换相对较高的电压，则晶体管T1需要保护。 最简单的方法就是引入额外的电阻，这将限制通过结的反向电流。


该电阻器将在电路中引入一些不平衡，但是，由于其电阻与偏置电阻器的电阻相比非常小，因此其影响将很小并且在实践中不会引起注意。 另外，一个小的泄漏电流将从点2到点1流过该电阻，这将使我们的二极管不如我们所希望的理想。 但是在这里我们必须做出一些妥协。

一些作者（很少意识到保护的必要性）建议使用直接连接的二极管来额外保护发射极结。


该二极管使您根本无法达到阈值电压值，将其限制在直接压降的幅度内，即小于一伏。

但是，以我的拙见，不需要小提琴二极管。事实是，任何pn结的雪崩击穿都是一种完全正常的操作模式，因此无需进行处理。

俗话说：不是电压杀死，电流杀死。这不仅适用于触电情况。对于二极管和晶体管，情况类似。雪崩击穿本身是完全可逆的，通常用于例如齐纳二极管。由于在电源电路中这种现象通常伴随着流过过渡的电流不受控制的增加，强烈的加热以及随之而来的不可逆的热击穿，使他根深蒂固。

陷阱№2

如果您打算在大约12伏的电压下使用该电路，那么一切都可以保留并享受。但是生活中的情况有所不同，早晚电压可能会变高，例如24-27伏，就像大型汽车的车载网络一样。

这里又出现了一个局限性，在设计低压电路时通常也不必记住这一限制。事实是，MOSFET栅极被最薄的氧化膜与沟道隔开。它的厚度决定了晶体管的传输特性，实际上等于硅氧化物原子的单位。自然，这种薄电介质的电介质强度非常低。让我们看一下典型的功能强大的“现场人员”的数据表。


在这里，我们看到秒的边际电压是20伏。现在，再次查看我们设备的最终电路，并考虑当晶体管T2完全闭合时会发生什么。在这种情况下，通过R2的场效应晶体管的栅极将接地。而且，如上所述，由于栅极电阻约为数百兆欧，因此电位分布均匀，因此几乎所有的电源电压都将施加到栅极的隔离上。

当电源电压高于20伏时，我们就有损坏电源开关百叶窗的风险。为防止这种情况发生，您需要以某种方式将源极和栅极之间的电压限制为可接受的值。最简单的方法是使用齐纳二极管，该二极管将源极和栅极输出旁路。


在这种情况下，即使晶体管T2完全闭合，齐纳二极管也将吸收过量的电流，并且栅极的电压将被限制在稳定电压D1。这就是为什么稳定电压应该在“门限电压”到“门源电压”参数范围内的原因，并且压痕很小。

原则上，在某些数据手册中，作为功率MOS晶体管的一部分，在栅极和源极之间绘制了一对齐纳二极管的开-关，这对齐纳二极管的设计大概是为了限制栅极上的电压。因此，在这里，让每个人自己决定，相信内置保护电路的晶体管的命运，还是自己对冲。

此处获得的器件完美地实现了其“理想二极管”的功能，提供的直流电阻完全对应于选定的功率“极”，反向电阻超过100 kOhm，并且其自身消耗的电压在25伏时不超过150μA。